機(jī)載電掃雷達(dá)單脈沖動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)工程分析

張 鋮 張 濤 孔祥輝

(西安電子工程研究所 西安 710100)

1 引言

文獻(xiàn)［1］介紹了時(shí)域及基于主雜波跟蹤(時(shí)間補(bǔ)償)ADPCA兩種方法，分析比較了兩者性能;文獻(xiàn)［2］介紹了兩種頻域ADPCA方法，并比較了時(shí)頻域方法性能差異，但只分析了通道幅相誤差的影響。筆者嘗試直觀說明兩種頻域ADPCA方法性能提高的機(jī)理及區(qū)別;探討文獻(xiàn)［1］時(shí)域方法權(quán)值計(jì)算的優(yōu)化思路;借鑒文獻(xiàn)［1］并補(bǔ)充空間相移補(bǔ)償(空間補(bǔ)償)和計(jì)算耗時(shí)分析，結(jié)合機(jī)載電掃單脈沖體制較全面的分析時(shí)頻域ADPCA方法工程實(shí)現(xiàn)的基本問題。

2 方法介紹及性能分析

2.1 ADPCA 原理介紹

比相單脈沖形成見圖1。

圖1 比相單脈沖框圖

式(1)、(2)分別為回波空間相移、多普勒頻率，和差通道回波關(guān)系滿足:

圖2 時(shí)域ADPCA信處流程

其中β、α分別為仰角與掃描角;θ為雜波塊偏離波束中心角度;V、d、λ與n分別為載機(jī)速度、子陣間距、波長(zhǎng)和脈沖時(shí)刻。

系統(tǒng)輸出［1］為:

式(4)中，Nθ為單個(gè)距離門雜波單元數(shù)。文獻(xiàn)［2］根據(jù)機(jī)載雷達(dá)回波雜信比(CSR)較小的假設(shè)，采用最小輸出功率法進(jìn)行w0的計(jì)算，此方法理論上應(yīng)使用當(dāng)前距離門的CPI個(gè)脈沖進(jìn)行w0計(jì)算(CPI為相干積累脈沖數(shù))，筆者稱此方式為原始方法。文獻(xiàn)［1］提出原始方法能夠獲得最佳效果，但考慮實(shí)時(shí)處理要求和其使用硬件系統(tǒng)的特點(diǎn)，采用幾個(gè)相鄰距離門的較少脈沖數(shù)做權(quán)值估計(jì)，性能有一定下降，但利于工程實(shí)現(xiàn)。筆者分析此工程簡(jiǎn)化方案在本文討論的雷達(dá)體制下能起到優(yōu)化權(quán)值本身的作用，因?yàn)閷?shí)際地面情況十分復(fù)雜，相控陣天線可做成窄主瓣和低旁瓣，CSR動(dòng)態(tài)范圍比較大，筆者認(rèn)為在距離向分辨率較高時(shí)鄰近距離門雜波特性相近，且近似空間不相關(guān)，這樣鄰近距離門雜波序列可看作當(dāng)前距離門的獨(dú)立同分布樣本，可用于估計(jì)雜波特性，且能去除當(dāng)前距離門動(dòng)目標(biāo)影響，提高權(quán)值計(jì)算的適應(yīng)性。

2.2 雜波局域化作用分析

時(shí)域方法根本缺陷在于對(duì)某距離門所有雜波單元使用同一權(quán)值，而頻域ADPCA［2］則利用傅里葉變換(FFT)將雜波區(qū)局域化，具體實(shí)現(xiàn)方式有兩種，且兩者作用機(jī)制不同。先推導(dǎo)方式1的作用機(jī)理，參見圖3。

將信號(hào)換成不同雜波單元信號(hào)相干疊加的形式，則系統(tǒng)輸出雜波為:

式(7)為式(6)帶入式(3)結(jié)果。其中K(i)為雜波單元特征值，假定每個(gè)雜波單元對(duì)應(yīng)一個(gè)角度，且脈沖間相關(guān)性很強(qiáng)，可設(shè)置第i個(gè)雜波單元信號(hào)為:

這樣式(7)中:

圖5 回波信號(hào)矢量補(bǔ)償圖

方式2作用機(jī)理也參見圖5。只不過∑1、∑2、Δ1及Δ2的意義分別換成∑(k－1)、∑(k)、Δ(k－1)與Δ(k)，F(xiàn)FT將空間角度與多普勒通道建立對(duì)應(yīng)關(guān)系，相鄰多普勒單元對(duì)應(yīng)角度相鄰雜波單元，相位差(del－phase)按照一定統(tǒng)計(jì)特性隨機(jī)變化，在通道完全校準(zhǔn)時(shí)，Δ(k)、Δ(k－1)分別與∑(k)、∑(k－1)正交，雖然

很可能導(dǎo)致補(bǔ)償信號(hào)與對(duì)消剩余矢量不同向，但通過一個(gè)復(fù)數(shù)權(quán)值可調(diào)整至相同。通過以上分析，雜波局域化處理兩種方式區(qū)別總結(jié)如下:方式1、2均用FFT將權(quán)值計(jì)算需要考慮的雜波范圍局域化，但1方式近似看成轉(zhuǎn)換為對(duì)單個(gè)角度雜波單元的處理，而方式2則使用兩個(gè)相鄰雜波單元的關(guān)系進(jìn)行處理。以上分析均在理想條件下進(jìn)行，即多普勒通道與雜波角度一一對(duì)應(yīng)，脈沖間相關(guān)性強(qiáng)以及空間不相關(guān)等，實(shí)際中這些條件很可能不滿足，且局域化方法(FFT)本身的因素，如FFT長(zhǎng)度及窗函數(shù)等，也會(huì)影響雜波局域化效果，這樣不同多普勒單元的權(quán)值實(shí)際仍需匹配一定數(shù)目雜波單元的特性，所以當(dāng)不同雜波單元特性差異增大，不同多普勒通道權(quán)值匹配雜波特性效果會(huì)變差，只是受影響程度較時(shí)域方法較小。后續(xù)仿真采用計(jì)算量更小的方式1作為頻域方法。

2.3 空時(shí)補(bǔ)償以及d的影響討論

文獻(xiàn)［3］中提到了相控陣天線和差波束形成前補(bǔ)償掃描角帶來(lái)的空間相位差問題，并通過和差波束方向圖特性說明了其必要性，而文獻(xiàn)［1］則分析了空間補(bǔ)償前提下時(shí)間補(bǔ)償對(duì)時(shí)域ADPCA的必要性。筆者通過分析ADPCA作用機(jī)制更直觀的說明這兩種補(bǔ)償?shù)淖饔?。時(shí)域ADPCA權(quán)值的計(jì)算是為了匹配不同雜波單元的特征值(K值)，通過分析發(fā)現(xiàn)，K值與d及α的關(guān)系在四種預(yù)處理方式下是不同的(見表1)。

表1 四種預(yù)處理方式下K值表達(dá)式

對(duì)于時(shí)域處理，一個(gè)距離門只用一個(gè)權(quán)值，可近似認(rèn)為不同雜波單元K值差異越大，抑制雜波效果越差。對(duì)于功能參數(shù)一定的雷達(dá)系統(tǒng)，前端d的設(shè)計(jì)需要考慮多種因素，設(shè)計(jì)完成后不易改變。假定系統(tǒng)典型參數(shù)分別為 V=60m/s，PRF=1000Hz，β =3.4°，取雜波角度θ在±1.5°間變化，計(jì)算得VT=0.0600m，由于機(jī)載雷達(dá)天線不易做大，取d在2VT到5VT間變化。由于兩種補(bǔ)償都針對(duì)掃描狀態(tài)，取掃描角α為非零值即可，此處取5°。四種方式在不同d/VT值時(shí)雜波單元K值差異平均值如圖6所示。

圖6 四種情況d/VT對(duì)K值差異的影響

K值的影響因素眾多，一定系統(tǒng)參數(shù)下兩個(gè)正切函數(shù)比值在某些雜波角度下可能出現(xiàn)奇異值，而該雜波單元又可能不影響一定速度的目標(biāo)檢測(cè)，所以探究圖6中曲線具體值意義不大，筆者只依據(jù)曲線走勢(shì)分析幾個(gè)點(diǎn)。a.圖6中子圖2兩曲線水平差異明顯，可見在完成時(shí)間補(bǔ)償前提下，空間補(bǔ)償能夠減小雜波單元K值差異，而子圖1兩曲線差別小，可能因?yàn)樾盘幜鞒讨衅渌蛩氐挠绊懜淖冞@種關(guān)系帶來(lái)的效果。b.子圖3說明在空間補(bǔ)償?shù)那疤嵯?，主雜波跟蹤能夠減小雜波單元K值差異，兩曲線隨d增大都呈上升趨勢(shì)，這與文獻(xiàn)［1］中d/2VT增大會(huì)降低時(shí)域ADPCA性的結(jié)論一致。但此處由于d/VT變化范圍不大，子圖3中不同d/VT值下K值差異也很小，預(yù)計(jì)對(duì)雜波抑制性能影響不大。圖6中方式3、4曲線相對(duì)1、2隨d/VT變化小，這說明空間補(bǔ)償能減小d/VT值對(duì)K值差異的影響。比較四條曲線可知同時(shí)做空時(shí)補(bǔ)償?shù)姆绞?能夠使雜波單元K值差異相對(duì)最小，使得一個(gè)權(quán)值抑制效果有了較大提高的可能。而對(duì)于頻域ADPCA，由2.2節(jié)分析可知，不同雜波單元單獨(dú)處理使雜波單元K值差異對(duì)算法性能影響應(yīng)該有一定程度的降低。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

仿真實(shí)驗(yàn)基本條件見表2所述。

表2 仿真實(shí)驗(yàn)基本條件

3.1 改動(dòng)權(quán)值計(jì)算方式效果探究

α為0，目標(biāo)在主波束中心，目標(biāo)徑向速度為3m/s。通過設(shè)置不同CSR，比較采用原始方式(方法1)與改動(dòng)方法(方法2)計(jì)算時(shí)域ADPCA權(quán)值帶來(lái)的性能差異。為簡(jiǎn)化問題，方法2選取兩個(gè)相鄰距離門的CPI/2個(gè)脈沖，保證計(jì)算量不變。仿真結(jié)果如圖7所示。

圖7 兩種方法在不同CSR下的改善因子表現(xiàn)

圖7中，在CSR為－10到20dB區(qū)域，方法2效果好于方法1，且CSR越小，方法2優(yōu)勢(shì)越明顯，說明方法1權(quán)值計(jì)算效果受目標(biāo)信號(hào)影響較大;而在常見CSR值區(qū)域，兩者效果相當(dāng)，說明方法2采用其他距離門信息引起的雜波估計(jì)精度損失對(duì)權(quán)值影響不大，可見方法2在一定程度上提高時(shí)域方法的魯棒性。當(dāng)然實(shí)際工程中，鄰近距離門也可能存在動(dòng)目標(biāo)，此實(shí)驗(yàn)指導(dǎo)意義只在于提供ADPCA系統(tǒng)需根據(jù)實(shí)際情況合理選擇權(quán)值計(jì)算單元的思路。

3.2 探究空時(shí)補(bǔ)償及d的影響

動(dòng)目標(biāo)設(shè)置同3.1節(jié)，α取5°。探討四種預(yù)處理方式在不同d/VT值下對(duì)時(shí)頻域ADPCA雜波抑制效果的影響。

由圖8可知，時(shí)頻域ADPCA采用同種預(yù)處理方式時(shí)，頻域方法效果均好于時(shí)域方法;方式1，2的信雜比改善(IF)基本隨d增大呈下降趨勢(shì)，而方式3、4的IF幾乎不受影響，這說明空間補(bǔ)償可以減小系統(tǒng)d具體設(shè)計(jì)對(duì)雜波抑制性能的影響。結(jié)合方式3、4，在空間補(bǔ)償前提下，時(shí)間補(bǔ)償對(duì)時(shí)頻域性能都有提升作用(頻域提高約10dB，而時(shí)域提高約30dB)，但是否進(jìn)行時(shí)間補(bǔ)償對(duì)時(shí)域方法影響更大。結(jié)合時(shí)域四種方式的IF曲線，可知方式4水平最高，說明同時(shí)進(jìn)行空時(shí)補(bǔ)償對(duì)于時(shí)域方法很有必要。時(shí)頻域方式2、4的IF曲線也基本反映2.3節(jié)時(shí)間補(bǔ)償前提下空間補(bǔ)償減小K值差異的分析結(jié)果。頻域四條曲線有所差異，即性能仍受到不同雜波單元K值差異程度影響，但曲線差異程度相對(duì)時(shí)域較低，在d/VT較小時(shí)明顯，即頻域方法受K值差異影響程度小，這與2.2節(jié)雜波局域化優(yōu)化ADCPA性能，但受限于各種局域化效果影響因素的結(jié)論一致。

圖8 四種預(yù)處理方式下時(shí)頻域處理性能比較2

圖8中頻域方式1曲線在d/VT小于3.5時(shí)高于時(shí)域方式4曲線，在d/VT小于2.8時(shí)，IF高于頻域方式4處理。實(shí)際中d的設(shè)計(jì)為滿足DPCA條件，需參考載機(jī)速度與脈沖重復(fù)頻率，雖然各種誤差因素帶來(lái)的影響會(huì)使d/VT與2偏離，但很多情況下偏離不大，所以研究“不做任何補(bǔ)償?shù)念l域ADPCA”(fADPCA)與“同時(shí)完成空時(shí)補(bǔ)償?shù)臅r(shí)域ADPCA”(kfsADPCA)的性能差異具有一定實(shí)際意義。

3.3 雜波局域化處理優(yōu)化作用探究

圖9 fADPCA與kfsADPCA性能比較

這里以IF為指標(biāo)比較fADPCA與kfsADPCA的性能。動(dòng)目標(biāo)速度:［－3m/s:2.5m/s］，其他參數(shù)同前。由圖9可知，在誤差不大且d設(shè)計(jì)參考DPCA條件的情況下，頻域方法IF上升更快，這說明雜波局域化不僅能夠提高ADPCA雜波抑制性能，且不需針考慮空時(shí)補(bǔ)償，減小了信處開銷。

4 計(jì)算代價(jià)分析

3.3 小節(jié)參與比較的兩種方案歸納如下:“kfsADPCA主雜波抑制+MTD”(方案1)與“fADPCA主雜波抑制”(方案2)。由于方案涉及細(xì)節(jié)很多，這里只對(duì)兩種方案計(jì)算代價(jià)差異進(jìn)行大致分析。已知NFFT點(diǎn)FFT等價(jià)為NFFT×7/2個(gè)復(fù)乘及NFFT×7個(gè)復(fù)加運(yùn)算［4］，假定距離門數(shù)為N，相干積累脈沖數(shù)為M。

下面結(jié)合某型號(hào)機(jī)載戰(zhàn)場(chǎng)偵察雷達(dá)實(shí)際情況，取M=65，N=4096及NFFT=64。方案1計(jì)算量為3289088個(gè)復(fù)乘及3653632個(gè)復(fù)加，方案2計(jì)算量為5242880個(gè)復(fù)乘及6029312個(gè)復(fù)加，可知方案2的復(fù)乘復(fù)加分別為方案1的1.59倍(增加1953792)與1.65倍(增加2375680)，不做空時(shí)補(bǔ)償為頻域ADPCA節(jié)省了790528個(gè)復(fù)乘運(yùn)算。

筆者認(rèn)為具有2片TS101芯片的硬件平臺(tái)代表著一般實(shí)時(shí)處理能力。以此平臺(tái)結(jié)合文獻(xiàn)［4］計(jì)算量及硬件耗時(shí)分析，得出6690160個(gè)復(fù)乘與6088120個(gè)復(fù)加的雜波抑制處理加上恒虛警檢測(cè)和測(cè)角的時(shí)間不超過54ms。方案2相對(duì)上述運(yùn)算量減少了1447280個(gè)復(fù)乘和58808個(gè)復(fù)加，可知方案2本身耗時(shí)小于相干積累時(shí)間(65/1000=65ms);方案2比1耗時(shí)增加接近為16ms(54/2*0.6)，如果硬件性能提高，如四片TS201芯片，耗時(shí)增加僅為4ms;如果將復(fù)乘復(fù)加看作等時(shí)運(yùn)算，不做空時(shí)補(bǔ)償能夠節(jié)省3ms(54/(6690160+6088120)*790528)，可知如果不省去空時(shí)補(bǔ)償，方案2耗時(shí)更接近相干積累時(shí)間(54+3.3=57.3ms)，且實(shí)際復(fù)乘耗時(shí)大于復(fù)加，耗時(shí)節(jié)省應(yīng)該更大，即不省去空時(shí)補(bǔ)償，處理時(shí)間增加更多，這樣對(duì)于平臺(tái)運(yùn)算能力更差的系統(tǒng)，不省去空時(shí)補(bǔ)償可能導(dǎo)致方案2耗時(shí)大于65ms，不滿足實(shí)時(shí)要求。

表3 兩種方案計(jì)算量比較

5 結(jié)束語(yǔ)

本文首先分析了實(shí)際工程中時(shí)域ADPCA權(quán)值計(jì)算問題，并討論一種改進(jìn)思路，仿真結(jié)果證明了其有效性。其次通過直觀清晰的理論分析探討了頻域ADPCA的優(yōu)化機(jī)理及兩種實(shí)現(xiàn)方式的區(qū)別;并以雜波單元特征K值為出發(fā)點(diǎn)探討了單脈沖電掃機(jī)載雷達(dá)的空間補(bǔ)償、主雜波跟蹤以及前端子陣間距設(shè)計(jì)對(duì)時(shí)頻域ADPCA雜波抑制性能的影響，仿真結(jié)果表明空間補(bǔ)償能夠明顯減弱子陣間距設(shè)計(jì)或誤差引起的d/VT值變化的影響，且空間補(bǔ)償和主雜波跟蹤對(duì)于時(shí)域ADPCA十分必要，只做主雜波跟蹤不做空間補(bǔ)償會(huì)降低ADPCA性能，頻域ADPCA能夠通過雜波局域化減弱各種因素的影響。最后通過比較發(fā)現(xiàn)，無(wú)任何預(yù)處理的頻域ADPCA在系統(tǒng)誤差不大時(shí)相對(duì)于同時(shí)完成空時(shí)補(bǔ)償?shù)臅r(shí)域ADPCA能以少量處理耗時(shí)的增加獲得雜波抑制性能的提高，工程可實(shí)現(xiàn)性好，且去除空時(shí)補(bǔ)償帶來(lái)的耗時(shí)節(jié)省是可觀的。以上結(jié)論對(duì)于采用ADPCA作為雜波抑制處理方案的機(jī)載電掃單脈沖雷達(dá)信處系統(tǒng)設(shè)計(jì)具有一定指導(dǎo)意義。

［1］薛巍.基于DPCA的機(jī)載雷達(dá)主雜波自適應(yīng)抑制技術(shù)研究［D］.電子科技大學(xué)博士學(xué)位論文，2001，16;39－46;49－55.

［2］沈明威.和差波束空時(shí)處理動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)技術(shù)研究［D］.南京航空航天大學(xué)博士學(xué)位論文，2008，19－26.

［3］柳桃容等.機(jī)載X波段雷達(dá)的雙通道空時(shí)自適應(yīng)處理的試驗(yàn)研究［J］.信號(hào)處理，2003，19(1).

［4］李永，基于ΣΔ－STAP的雜波自適應(yīng)抑制技術(shù)及并行DSP實(shí)現(xiàn)研究［D］.成都電子科技大學(xué)碩士學(xué)位論文，2005，29－30;55－57.