閔 田，趙咸紅

(1.光纖通信技術(shù)和網(wǎng)絡(luò)國家實(shí)驗(yàn)室，湖北 武漢 430074;2.烽火網(wǎng)絡(luò)有限公司，湖北 武漢 430074)

電源就像人體的血液，可以說是所有設(shè)備的動力。而由于開關(guān)電源具有功耗小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬、濾波效率高等優(yōu)點(diǎn)，在通信、計(jì)算機(jī)、航天航空等領(lǐng)域已得到廣泛的應(yīng)用。同時，大功率的板級供電在各行各業(yè)更是廣泛需要，特別是低壓輸出的。本文提出了一套利用TI的TPS40140的控制器實(shí)現(xiàn)的供電方案［1-4］。

1 TPS40140簡介

TPS40140是一個款多功能的同步降壓型控制器，可以兩相供電提供單一輸出或者兩相供電分別輸出獨(dú)立電源。同時多個TPS40140可以最多堆疊至16相，使多項(xiàng)同時工作以實(shí)現(xiàn)大功率的供電，并聯(lián)輸出最大電流可達(dá)320 A。輸入電壓范圍為:4.5 ～15 V，輸出電壓范圍為:0.7 ～5.8 V，開關(guān)頻率最高可編程至1 MHz。采用6 mm×6 mm，36 pin的QFN封裝形式，可以節(jié)約PCB布板空間。

1.1 多相位時鐘同步

TPS40140既可以做主控制器，也可以做從控制器。當(dāng)單片獨(dú)立工作時，2個通道的相位差為180度，而多片堆疊工作時，從通道相對于主通道的相位偏移是可編程的。

在多控制器系統(tǒng)里有主有從，有一個20 A的電流源從主控制器的PHSEL引腳出來，根據(jù)從控制器的數(shù)量，從控制器從主控制器的CLKIO信號中選擇恰當(dāng)?shù)难訒r來達(dá)到相位交錯的目的。1個確定的主或從控制器的2個相位永遠(yuǎn)錯位180度。

1個6相的工作示例如圖1所示，在1個周期里有6相電流，每相20 A，如圖2所示均勻的出現(xiàn)在合適的位置，1片2相，總共可達(dá)到120 A的電流。

主時鐘控制器是產(chǎn)生使主時鐘和從時鐘之間相位同步的CLKIO信號的控制器，從時鐘接收來自主時鐘控制器的CLKIO信號，如圖3所示，由連接在PHSEL上的電阻完成從時鐘的相移。

圖3 單個控制器與外部時鐘同步

如果外部CLKIO信號是沒有缺失脈沖的時鐘信號，那么PWM的頻率就是1/8的外部時鐘，如果外部CLKIO信號每6個或8個時鐘周期出現(xiàn)1個缺失脈沖，那么主同步的相位是由PHSEL腳的電壓來決定的。圖3中EXTCLK-A是1個連續(xù)的沒有缺失的時鐘信號，PWM-A信號是同步與時鐘信號的同步頻率，顯然PWM信號的頻率是1/8的EXTCLK-A信號。EXTCLK-S是每8個周期缺失1個脈沖的時鐘信號，而PWM-S的頻率是根據(jù)PHSEL腳的電壓來決定的。由于PHSEL接地，則PWM-S信號會比缺失脈沖的下降沿移相90°。

1.2 電流控制型脈寬調(diào)制

一般脈寬調(diào)制器是按反饋電壓來調(diào)節(jié)脈寬的，而電流控制性脈寬調(diào)制器就是按反饋電流來調(diào)節(jié)脈寬。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進(jìn)行比較，從而調(diào)節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流隨誤差電壓變化而變化。由于結(jié)構(gòu)上由電壓環(huán)、電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無論開關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都將有所提高。

電感-電流檢測方式原理如圖4所示，相對于用1個既占PCB面積又影響性能的電流檢測電阻，這是一種無損耗的方式。

圖4 電感-電流檢測方式

電感L1包括其感值L，和直流阻抗DCR兩個參數(shù)。L/DCR的時間常數(shù)需等于R1×C1的時間常數(shù)。選擇C1為 0.1 μF，則公式為

送入電流檢測放大器的電壓Vc，由式(2)求得

由圖5可以看到，輸出電流IOUT流過RSNS(圖4中電感的DCR)派生出一個穿過它的電壓VC，代表輸出的電流。電壓VC也會被來自與輸出電感并聯(lián)的一個R-C網(wǎng)絡(luò)所驅(qū)動。這個電壓會按照12.5倍的增益進(jìn)行放大，隨后與誤差放大器的輸出(COMP)相減，得到電壓Ve。Ve信號會與斜率補(bǔ)償信號RAMP比較以生成PWM給調(diào)制器。由于輸出的電流增大，放大后的VC引起Ve信號的降低。為了保證適合的占空比(PWM)，COMP信號必需增大。因此，COMP信號的大小包含了輸出電流的信息:

這是過流檢測中的一部分，且被比較器U7知曉，并將ILIM的電壓與COMP進(jìn)行比較。為了在PWM上，獲得合適的占空比，Ve表達(dá)式為

組合公式為

經(jīng)誤差放大器后將輸出電壓通過負(fù)反饋引入COMP端。這樣一個完成的閉環(huán)反饋系統(tǒng)就實(shí)現(xiàn)了。

圖5 輸出電流檢測和過流保護(hù)

2 供電方案的電路設(shè)計(jì)與參數(shù)選擇

2.1 控制電路

1)預(yù)偏置啟動:圖6是TPS40140典型的單片兩相工作時的電路圖，接至TRKx管腳的電容用來設(shè)置上電時間，當(dāng)UVLO_CEx為高時，內(nèi)部的上電復(fù)位清除，標(biāo)準(zhǔn)電流源開始給外部緩啟動電容充電，PGOOD管腳上電過程中是拉低的。當(dāng)緩啟動電壓上升到0.7 V參考電壓時，對輸出將不再有任何影響，而當(dāng)緩啟動電壓上升到1.4 V時，PGOOD管腳將會輸出高電平。

2)可編程欠壓鎖定:當(dāng)控制器開始工作，在UVLO_CEx管腳有一個分壓電路設(shè)置在2 V，當(dāng)UVLO_CEx管腳的電壓超過1 V的時候，內(nèi)部寄存器使能，但是當(dāng)電壓達(dá)到2 V開關(guān)才會打開。

3)過流檢測及暫停模式:當(dāng)控制器發(fā)現(xiàn)7個周期的過流情況，就會關(guān)斷上、下MOS管，從而進(jìn)入一種暫停模式。經(jīng)過7個緩啟動周期后，再次嘗試正常開關(guān)。如果過流情況已經(jīng)解決，則恢復(fù)正常操作，否則不斷重復(fù)此過程。此外，如果FB管腳檢測的輸出電壓小于0.588 V，低于欠壓保護(hù)的閾值(也就是84%的VREF)，控制器也會進(jìn)入暫停模式中。

4)設(shè)置開關(guān)頻率:開關(guān)頻率的設(shè)置是通過連接在RT管腳到地的電阻值來確定。具體的計(jì)算公式為

式中:fPH是單相的相位頻率，單位kHz，R的單位是kΩ。

5)輸出過壓保護(hù)機(jī)制:這個機(jī)制是當(dāng)FB管腳的電壓超過過壓保護(hù)的閾值810 mV打開下管，保持上管關(guān)斷，下管打開直到FB的電壓回落到欠壓閾值以下，控制器將進(jìn)入到一個暫?；謴?fù)周期。任何時候控制器使能，F(xiàn)B管腳的電壓超過過壓閾值，下管就會打開直到FB電壓降到欠壓閾值。

圖6 TPS40140單片兩相電路

2.2 反饋電路及其參數(shù)選定

圖7為Ⅲ型誤差放大，它含有兩個零點(diǎn)和兩個極點(diǎn)，以及一個初始極點(diǎn)。

傳遞函數(shù)為

第一個初始極點(diǎn)頻率為

圖7 Ⅲ型補(bǔ)償電路

在此頻率處，R1的阻抗等于并聯(lián)C1和C2的容抗。第一個零點(diǎn)頻率為

在此頻率處，R2的阻抗等于C1的阻抗。第二個零點(diǎn)頻率為

在此頻率處，R1和R3的阻抗等于C3的阻抗。第一個極點(diǎn)頻率為

在此頻率處，R2的阻抗等于C1和C2串聯(lián)口的阻抗。第二個極點(diǎn)頻率為

在此頻率處，R3的阻抗等于C3的阻抗。

若假設(shè) R1=10 kΩ，則可計(jì)算出 C1=16.6 nF，R2=1.2 kΩ，C2=880 pF，C3=2 nF，R3=398 Ω。

然而，電路穩(wěn)定的增益準(zhǔn)則有三:第一，在開環(huán)增益為1的頻率處，系統(tǒng)所有環(huán)節(jié)的總開環(huán)相位延遲必須小于360°;第二，系統(tǒng)的開環(huán)增益曲線在剪切頻率附近的增益斜率應(yīng)為-1;第三，提供所需的相位裕量，且相位裕量越大越好。而以上理論值是在系統(tǒng)保有45°相位裕量的基礎(chǔ)上計(jì)算得出的，這是最小的理想相位裕量，在實(shí)際電路中會做出一定的調(diào)整，相應(yīng)地增大相位裕量，故通過實(shí)驗(yàn)和測試選擇了下面參數(shù):C1=22 nF，R2=5.1 kΩ，C2=2200 pF，C3=680 pF，R3=2 kΩ。

在實(shí)測過程中，C2的改變對于開關(guān)信號SW的影響最為顯著。

當(dāng)采用當(dāng)C2=880 pF時，SW信號如圖8a所示，下降沿抖動厲害，且上升沿不夠直。

當(dāng)增大C2的值，C2=1000 pF時，如圖8b所示，上升沿很直，滿足要求，且下降沿抖動有明顯改善。

再次增大C2，使C2=2200 pF，如圖8c所示，下降沿抖動減小到27.6 ns的范圍內(nèi)，再增大C2改善就不明顯了。

圖8 SW信號波形

造成這種現(xiàn)象的主要原因是，C2主要是濾除高頻分量，它選出極點(diǎn)頻率，遠(yuǎn)離零點(diǎn)頻率，增大C2使得SW下降沿抖動不斷減小說明越來越靠近極點(diǎn)，遠(yuǎn)離零點(diǎn)位置。而當(dāng)C2增大到2200 pF時，不在明顯改善說明此時已經(jīng)最靠近極點(diǎn)頻率，如果再增大可能會出現(xiàn)反效果，而遠(yuǎn)離極點(diǎn)頻率。

圖9是一個Ⅲ型補(bǔ)償電路的響應(yīng)圖，可以在實(shí)際的響應(yīng)過程中明確零極點(diǎn)的位置，通過此圖可以更清晰地看到零極點(diǎn)的轉(zhuǎn)換，也可有助于選擇參數(shù)。

3 結(jié)論

本文介紹了由TI的TPS40140作為控制器的一整套板級供電方案，利用TPS40140顯著提高了負(fù)載處理能力，并簡化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)，幫助計(jì)人員更輕松地開發(fā)高效工作的完整多相電源系統(tǒng)，并在實(shí)際電路中對反饋電路參數(shù)的計(jì)算方法進(jìn)行了驗(yàn)證。

圖9 Ⅲ型補(bǔ)償電路的響應(yīng)

［1］Texas Instruments.Dual or 2-phase，stackable controller［R/OL］.［2011-09-15］.http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tps40140.pdf.

［2］PRESSMAN A.Switching power supply design［M］.［S.l.］:McGraw-Hill Companies，2005.

［3］Texas Instruments.Loop stability analysis of voltage mode buck regulator［R/OL］.［2011-09-15］.http://www.ti.com.cn/cn/lit/an/slva301/slva301.pdf.

［4］Texas Instruments.Designing stable control loops［R/OL］.［2011-09-15］.http://www.datasheetarchive.com/Designing Stable Control Loops，SEM 1400，2001 Se-datasheet.html.