MLS接收機(jī)載波同步技術(shù)研究

王 鼎，李曉明，裴文林

(空軍工程大學(xué)電訊工程學(xué)院，陜西 西安 710077)

在通信系統(tǒng)中，相干解調(diào)與非相干解調(diào)相比具有更好的性能，因此得到廣泛的應(yīng)用。相干解調(diào)需要進(jìn)行載波同步。載波同步的目的就是在接收端產(chǎn)生一個(gè)與輸入信號(hào)載波同頻同相的本地載波。載波同步是相干解調(diào)中十分重要的技術(shù)環(huán)節(jié)，是接收機(jī)正確處理信號(hào)的前提，載波同步的性能直接影響到整個(gè)軟件無(wú)線電系統(tǒng)的性能。

在MLS接收機(jī)信號(hào)處理過(guò)程中，載波同步的精度直接影響DPSK解調(diào)的性能，引起解調(diào)輸出波形的畸變，進(jìn)而影響碼元同步和時(shí)間基準(zhǔn)的確定，從而影響角度和距離解算的精度。

1 MLS接收機(jī)測(cè)角單元中頻信號(hào)處理流程

MLS由地面設(shè)備和機(jī)載設(shè)備組成，地面設(shè)備包含方位制導(dǎo)臺(tái)、仰角制導(dǎo)臺(tái)、基本數(shù)據(jù)臺(tái)和PDME地面應(yīng)答器(根據(jù)需要還可增設(shè)拉平臺(tái)、反方位臺(tái)和輔助數(shù)據(jù)臺(tái));機(jī)載設(shè)備包含方位、仰角、數(shù)據(jù)接收機(jī)和PDME的機(jī)載設(shè)備。MLS的方位制導(dǎo)信息、仰角制導(dǎo)信息和數(shù)據(jù)字信息采用時(shí)分多址體制，在時(shí)間上按照一個(gè)統(tǒng)一的信號(hào)格式進(jìn)行安排，各部分占有確定的發(fā)射時(shí)隙。MLS采用時(shí)基波束掃描方式進(jìn)行角度測(cè)量，PDME專門(mén)提供連續(xù)的精確的距離信息［1］。

隨著軟件無(wú)線電的發(fā)展，導(dǎo)航信號(hào)處理中頻數(shù)字化正逐步實(shí)現(xiàn)。對(duì)于MLS接收機(jī)來(lái)說(shuō)，從天線接收到的射頻信號(hào)，首先要經(jīng)過(guò)濾波、放大和模擬下變頻，變?yōu)橐子谔幚淼闹蓄l信號(hào)(具體實(shí)現(xiàn)中采用15 MHz的中頻頻率)。中頻信號(hào)通過(guò)A/D采樣變?yōu)橹蓄l數(shù)字信號(hào)，送入FPGA進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理，一路進(jìn)行DPSK解調(diào):采用Costas環(huán)完成載波同步，獲得解調(diào)輸出，借助巴克碼的自相關(guān)特性實(shí)現(xiàn)碼同步，確定時(shí)間基準(zhǔn)，提取功能識(shí)別碼和往返掃描脈沖搜索控制信號(hào);一路進(jìn)行包絡(luò)檢波，獲得相關(guān)的幅度信息，結(jié)合另一路獲得的功能識(shí)別碼和往返掃描脈沖搜索控制信號(hào)，完成往返掃描脈沖位置的搜索，計(jì)算出時(shí)差，從而獲得角度信息［2］。

2 DPSK解調(diào)的實(shí)現(xiàn)方案

MLS的方位制導(dǎo)信息、仰角制導(dǎo)信息和數(shù)據(jù)字信息均采用DPSK調(diào)制方式，并且在有用信息之前都有前導(dǎo)碼，前導(dǎo)碼包括3部分:載波截獲段、接收機(jī)基準(zhǔn)時(shí)間碼(巴克碼)和功能識(shí)別碼。載波截獲段有段同步頭，它是一段未經(jīng)調(diào)制的純載波，共占832 μs［3］。DPSK 信號(hào)的解調(diào)一般采用相干解調(diào)方式，這就需要在接收端進(jìn)行載波恢復(fù)。載波同步的方法包括外同步法和自同步法，外同步法需要發(fā)送端發(fā)送專門(mén)的同步信息(導(dǎo)頻信息)，常用的自同步法有平方環(huán)法和Costas環(huán)法。由于Costas環(huán)法可直接獲得解調(diào)輸出，因此采用 Costas環(huán)法實(shí)現(xiàn) DPSK解調(diào)［4］。

載波跟蹤可分為載波頻率跟蹤和載波相位跟蹤。鎖頻環(huán)(FLL)具有較高的跟蹤精度，但跟蹤范圍相對(duì)較窄;鎖頻環(huán)(PLL)跟蹤范圍較大，跟蹤速度快，但跟蹤精度較低。也就是說(shuō)，F(xiàn)LL的動(dòng)態(tài)性能優(yōu)于PLL，而PLL的跟蹤精度優(yōu)于FLL［5］。MLS接收機(jī)所處的動(dòng)態(tài)環(huán)境給載波跟蹤的實(shí)現(xiàn)帶來(lái)了困難，動(dòng)態(tài)性使載波信號(hào)產(chǎn)生較大的多普勒頻移，因此在保證Costas環(huán)跟蹤精度的前提下，必須兼顧其動(dòng)態(tài)性能。

在Costas環(huán)中，數(shù)控振蕩器NCO產(chǎn)生兩路正交輸出，分別與輸入信號(hào)進(jìn)行相乘，通過(guò)抽取低通濾波器進(jìn)入鑒相器(和鑒頻器)，鑒相器(和鑒頻器)的輸出經(jīng)環(huán)路濾波器形成與相位誤差(和頻率誤差)相關(guān)的反饋控制信號(hào)，對(duì)NCO的輸出頻率進(jìn)行調(diào)整，從而實(shí)現(xiàn)環(huán)路的載波跟蹤功能［6］。

傳統(tǒng)的Costas環(huán)只有PLL，跟蹤速度慢，并且動(dòng)態(tài)性能差，頻率發(fā)生抖動(dòng)時(shí)容易失鎖。為了兼顧跟蹤環(huán)路的動(dòng)態(tài)性能和跟蹤精度，文獻(xiàn)［7］采用FLL和PLL相結(jié)合的方案，當(dāng)頻率偏移量大于某一門(mén)限值時(shí)環(huán)路進(jìn)入FLL工作模式，當(dāng)頻率偏移量小于門(mén)限值時(shí)環(huán)路進(jìn)入PLL工作模式。該方案取得了較好的效果，但加入判決電路大大增加了環(huán)路的復(fù)雜性。

為解決上述問(wèn)題，本文提出了一種新的載波跟蹤實(shí)現(xiàn)方案(如圖1所示):在鑒頻器和鑒相器的輸出端配置合適的參數(shù)，使其同時(shí)工作，兼顧了跟蹤環(huán)路的動(dòng)態(tài)性能和跟蹤精度，與文獻(xiàn)［7］相比又簡(jiǎn)化了環(huán)路結(jié)構(gòu)。

圖1 載波同步即DPSK解調(diào)原理框圖

假設(shè)輸入載波跟蹤環(huán)路的中頻采樣信號(hào)為

中頻頻率為15 MHz，MLS角度引導(dǎo)信號(hào)和數(shù)據(jù)字信號(hào)的帶寬限制在100 kHz內(nèi)，根據(jù)帶通采樣定理，選定信號(hào)的采樣率為8 MHz。

MLS系統(tǒng)的DPSK碼元速率為15.625 kbit/s，信號(hào)的采樣率為8 MHz，顯然不需要這么高的數(shù)據(jù)率，因此有必要對(duì)其進(jìn)行降速處理，而采樣率的降低又會(huì)影響環(huán)路的捕獲時(shí)間，綜合考慮系統(tǒng)性能指標(biāo)，設(shè)定抽取因子D=8。當(dāng)D=8時(shí)，單級(jí)CIC濾波器，第一旁瓣電平只比主瓣電平低13 dB左右，性能較差。因此，采用5級(jí)CIC濾波器與FIR濾波器級(jí)聯(lián)的方式實(shí)現(xiàn)［8］，5級(jí)CIC濾波器級(jí)聯(lián)的第一旁瓣電平比主瓣電平低64 dB左右，F(xiàn)IR濾波器的阻帶衰減為60 dB左右，如圖2所示。這樣，濾除高頻分量和帶外噪聲的同時(shí)又降低了采樣率。

圖2 CIC濾波器和FIR濾波器的幅頻響應(yīng)

經(jīng)過(guò)抽取低通濾波器，式(4)和式(5)變?yōu)?/p>

對(duì)于式(8)，當(dāng)環(huán)路處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，Δω和Δθ趨近于0，cos(Δωk+ Δθ)將趨近于1，則I2(k)近似于m(k)，從而獲得解調(diào)輸出。

鑒頻器種類有多種，大致包括最大似然估計(jì)器、擴(kuò)展卡爾曼濾波估計(jì)器、交叉積鑒頻器和DFT鑒頻器等。交叉積鑒頻器運(yùn)算量小，跟蹤性能優(yōu)越，易于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，得到了廣泛應(yīng)用。交叉積鑒頻器在Simulink中的具體實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示。

圖3 鑒頻器結(jié)構(gòu)圖

明確了鑒頻器的結(jié)構(gòu)，就可以推導(dǎo)鑒頻誤差的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

式中，一旦Δk確定(圖3中Δk=1，取值可根據(jù)需要進(jìn)行調(diào)整)，sin(ΔωΔk)就反映了本地載波與輸入信號(hào)載波的頻率誤差。

常用的鑒相器有4種，如表1所示。

表1 鑒相器的種類

符號(hào)乘積型鑒相器含有符號(hào)判決，運(yùn)算量在以上4種鑒相器中最小，在高信噪比條件下性能較好，在低信噪比條件下性能較差;反正切型鑒相器在高信噪比和低信噪比條件下性能都較佳，但在4種鑒相器中運(yùn)算量最大;另外乘積型和正切型鑒相器的性能和運(yùn)算量居中，綜合考慮系統(tǒng)性能需求和資源占用量，選用符號(hào)乘積型鑒相器［5］。符號(hào)乘積型鑒相器在Simulink中的具體實(shí)現(xiàn)框圖如圖4所示。

圖4 鑒相器結(jié)構(gòu)圖

根據(jù)鑒相器的結(jié)構(gòu)，推導(dǎo)鑒相誤差的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

式中，當(dāng)Δω趨近于0時(shí)，sin(Δωk+Δθ)趨近于sin(Δθ)，sin(Δθ)就反映了本地載波與輸入信號(hào)載波的相位誤差。

在載波跟蹤環(huán)路中，環(huán)路濾波器一方面起著低通濾波器的作用，抑制輸入噪聲;另一方面可以通過(guò)濾波器參數(shù)的調(diào)整來(lái)調(diào)節(jié)環(huán)路校正速度，這是因?yàn)榄h(huán)路調(diào)整速度過(guò)快會(huì)引起抖動(dòng)，調(diào)整速度過(guò)慢又會(huì)降低載波跟蹤速度。積分器的作用是對(duì)鑒頻誤差信號(hào)和鑒相誤差信號(hào)進(jìn)行平滑，抑制由相位突變引起的反饋突變，從而減小載波跟蹤過(guò)程中的抖動(dòng)，或者防止失鎖的發(fā)生。

3 性能仿真和結(jié)果分析

根據(jù)圖1所示的原理框圖，在Simulink中搭建仿真模型，對(duì)改進(jìn)后的載波同步方案的性能進(jìn)行仿真評(píng)估。仿真條件:NCO的固有中頻輸出頻率為15 MHz，采樣率為60 MHz，輸入信號(hào)為DPSK調(diào)制信號(hào)，頻率圍繞15 MHz可調(diào)，通過(guò)高斯信道進(jìn)入載波跟蹤環(huán)路，高斯信道的信噪比SNR可調(diào)。

首先根據(jù)MLS的信號(hào)格式設(shè)置前832 μs為純載波，后接5位巴克碼11101，最后是7位功能識(shí)別碼0011001(以進(jìn)近方位為例);同時(shí)設(shè)置輸入信號(hào)的載波頻率為15.1 MHz，此時(shí)頻偏為100 kHz，設(shè)置初始相差為90°，SNR=20 dB。載波同步及解調(diào)輸出的結(jié)果如圖5所示。

圖5 載波同步及解調(diào)輸出示意圖(截圖)

圖5中，橫坐標(biāo)為時(shí)間(單位為s)，上方為NCO的輸出頻率(單位為Hz)，中間為本地載波與輸入信號(hào)載波的相位誤差(單位為度)，下方為DPSK解調(diào)輸出。從圖中可清楚地看到，NCO的輸出頻率最終穩(wěn)定在15.100 MHz，與輸入信號(hào)的載波頻率相一致;本地載波與輸入信號(hào)載波的相位誤差最終趨近于0;通過(guò)DPSK解調(diào)輸出的上升沿和下降沿，可以得到譯碼輸出111010011001，與設(shè)定的編碼相一致，說(shuō)明得到了正確的解調(diào)輸出。中間曲線中存在毛刺，恰好與解調(diào)輸出的下降沿或上升沿相對(duì)應(yīng)，這說(shuō)明毛刺是由輸入信號(hào)的相位突變引起的，但是只出現(xiàn)了極小的頻率變化，沒(méi)有發(fā)生失鎖，同時(shí)相位誤差也能在極短的時(shí)間內(nèi)調(diào)整到0附近，說(shuō)明跟蹤環(huán)路具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

從圖5可以看出，跟蹤環(huán)路遠(yuǎn)在巴克碼到來(lái)之前已經(jīng)完成了載波同步，為了更準(zhǔn)確地判斷同步建立時(shí)間，對(duì)上圖進(jìn)行局部放大，如圖6所示。

圖6 NCO的輸出頻率(截圖)

從圖6可以看出，NCO的輸出頻率在80 μs處已經(jīng)趨近于輸入信號(hào)的載波頻率，并保持相對(duì)穩(wěn)定。從圖7可以看出，本地載波與輸入信號(hào)載波的相位誤差在150 μs處基本趨近于0，并保持相對(duì)穩(wěn)定，可以認(rèn)為該條件下環(huán)路的同步建立時(shí)間為150 μs，小于文獻(xiàn)［7］中的同步建立時(shí)間(≥400 μs)，更遠(yuǎn)小于 MLS 系統(tǒng)832 μs同步載波頭的長(zhǎng)度，能夠滿足系統(tǒng)要求。

圖7 本地載波與輸入信號(hào)載波的相位誤差(截圖)

穩(wěn)態(tài)相差是跟蹤環(huán)路的另一項(xiàng)重要性能指標(biāo)。對(duì)上圖進(jìn)一步放大，如圖8所示。從圖中可以看出，跟蹤環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相差在3°左右，這對(duì)DPSK解調(diào)幾乎沒(méi)有任何影響。

圖8 載波相位誤差局部放大圖(截圖)

此外，還對(duì)跟蹤環(huán)路在不同信噪比下的性能進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果如圖9所示。從圖中可以看出，跟蹤環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相差隨信噪比的增大而逐漸減小。并且，在仿真中還發(fā)現(xiàn)，跟蹤環(huán)路的同步建立時(shí)間并沒(méi)有因?yàn)樾旁氡鹊膼夯黠@增大。

圖9 穩(wěn)態(tài)相差與SNR關(guān)系示意圖

當(dāng)SNR=0時(shí)，DPSK解調(diào)輸出如圖10所示。從圖中可以看出，雖然輸入信號(hào)極度惡化，但是DPSK解調(diào)輸出的上升沿和下降沿仍然比較清晰，并可以從中得到正確的譯碼輸出(111010011001)，這說(shuō)明該載波同步方案具有較好的抗干擾性能。

圖10 低信噪比條件下的DPSK解調(diào)輸出(截圖)

4 小結(jié)

本文針對(duì)MLS系統(tǒng)，提出了一種載波同步改進(jìn)方案，詳細(xì)闡述了各部分的實(shí)現(xiàn)方法，從同步建立時(shí)間、穩(wěn)態(tài)相差和抗干擾性能3個(gè)方面對(duì)改進(jìn)方案的性能進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果表明該方案能夠滿足MLS系統(tǒng)DPSK解調(diào)的性能需求。

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