孫 超，王立欣，張 剛，劉 超

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及其自動(dòng)化系，黑龍江 哈爾濱，150001）

引言

隨著開關(guān)電源的開關(guān)頻率與功率密度的不斷上升，開關(guān)電源內(nèi)部的電磁環(huán)境越來越惡劣。目前，對(duì)于高頻開關(guān)電源電磁干擾(EMI-Electromagnetic Interference)問題的研究己成為高頻開關(guān)電源電磁兼容設(shè)計(jì)中的重要課題。電磁干擾可分為傳導(dǎo)干擾與輻射干擾。在開關(guān)電源工作時(shí)其傳導(dǎo)EMI問題更加突出。因此對(duì)開關(guān)電源的傳導(dǎo)EMI研究具有重要的意義。目前，國(guó)內(nèi)外關(guān)于開關(guān)電源傳導(dǎo)EMI的研究主要包括傳導(dǎo)EMI機(jī)理分析、傳導(dǎo)EMI建模與仿真、傳導(dǎo)EMI測(cè)試、傳導(dǎo)EMI抑制等。對(duì)于傳導(dǎo)EMI機(jī)理的分析都是較為籠統(tǒng)的定性分析，其結(jié)論不夠準(zhǔn)確，很少會(huì)有定量的研究。傳導(dǎo)EMI的定量研究可以使我們對(duì)傳導(dǎo)EMI形成機(jī)理的認(rèn)知更加細(xì)致準(zhǔn)確，對(duì)傳導(dǎo)EMI的建模與仿真、測(cè)試、抑制等都有著極其重要的意義[1～4]。

本文以AC/DC變換器為例，使用頻譜分析儀得到了其傳導(dǎo)EMI頻域測(cè)試結(jié)果，使用示波器測(cè)試了MOSFET漏極與源極間時(shí)域電壓波形，并提取了變壓器、MOSFET等器件的寄生參數(shù)。通過頻域測(cè)試結(jié)果與MOSFET時(shí)域電壓波形的對(duì)比分析，找出了頻域測(cè)試結(jié)果中的峰值與MOSFET波形中振蕩的對(duì)應(yīng)關(guān)系。通過建立電路的高頻模型，分析MOSFET兩端振蕩與高頻模型中各參數(shù)的關(guān)系。最終，得出了高頻電路模型中各參數(shù)與頻域測(cè)試結(jié)果中各峰值的對(duì)應(yīng)關(guān)系，并通過定量的計(jì)算加以驗(yàn)證。

1 測(cè)試平臺(tái)與變換器工作狀態(tài)選擇

圖1所示為傳導(dǎo)EMI測(cè)試平臺(tái)[5]，其中被測(cè)設(shè)備(EUT)即為AC/DC變換器，LISN選用羅德與施瓦茨公司的兩線V型網(wǎng)絡(luò)R&S ENV216，接收機(jī)選用安捷倫的Agilent N9320B RF頻譜分析儀。其空間布置、相對(duì)距離均有要求。EUT、LISN和接收機(jī)需放置到一絕緣桌上，絕緣桌高0.8 m。EUT與LISN相距0.8 m，EUT距離垂直參考接地平板0.4 m。

圖1 傳導(dǎo)EMI測(cè)試平臺(tái)

AC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示，其輸入為50 Hz、35 V交流電，輸出為15 V直流。在斷續(xù)工作狀態(tài)下，MOSFET兩端的電壓波形較為復(fù)雜，其傳導(dǎo)EMI問題更加顯著。根據(jù)實(shí)際情況需要，散熱片常常需要浮地或者接保護(hù)地，而兩種工作狀態(tài)下其傳導(dǎo)EMI存在明顯的差別。因此，本文分別測(cè)試了散熱片浮地與接保護(hù)地兩種情況下工作在斷續(xù)狀態(tài)下的AC/DC變換器的傳導(dǎo)EMI。

2 散熱片浮地時(shí)傳導(dǎo)EMI分析

本節(jié)對(duì)散熱片浮地時(shí)，斷續(xù)工作狀態(tài)下的AC/DC變換器的傳導(dǎo)EMI做了詳細(xì)的分析研究，找出了該工作狀態(tài)下，AC/DC變換器傳導(dǎo)EMI形成的主要原因。圖3中(a)為散熱片浮地時(shí)測(cè)試原理圖，(b)為傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果(測(cè)試頻率范圍為150 kHz-30 MHz，圖中Span為掃描的頻率帶寬，Center為中心頻率)。在傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果中共有兩個(gè)較為明顯的尖峰，分別出現(xiàn)在0.67 MHz(-45.3 dBm)、10.14 MHz(-39.0 dBm)。圖4中(a)為MOSFET漏極與源極間電壓波形，波形中含有兩處明顯振蕩Q1、Q2，(b)、(c)分別為Q1與Q2的放大圖。Q1振蕩發(fā)生在開關(guān)管斷開時(shí)，其振蕩周期為103.7 ns，對(duì)應(yīng)頻率為9.64 MHz(在示波器測(cè)量開關(guān)管兩端波形時(shí)，示波器的探頭不可避免的會(huì)對(duì)振蕩周期產(chǎn)生影響，使得振蕩頻率減小)。Q2振蕩發(fā)生在次級(jí)二極管關(guān)斷時(shí)，其振蕩周期為1.44 μs，對(duì)應(yīng)頻率為0.69 MHz。由此可知頻譜圖中的兩處峰值，是由開關(guān)管關(guān)斷以及次級(jí)二極管關(guān)斷時(shí)所產(chǎn)生的兩處振蕩引起的。

2.1 MOSFET斷開時(shí)振蕩原因分析

圖5

如圖5所示，(a)為引入變壓器高頻模型后的等效電路圖[6，7]。 其中Cp、Cs分別為原副邊繞組寄生電容，Lp-leak、Ls-leak分別為原副邊漏感，Cds為 MOSFET 漏極與源極間的寄生電容。圖(b)為開關(guān)管斷開時(shí)的等效電路圖，此時(shí)二極管導(dǎo)通，輸入與輸出端可以認(rèn)為分別連接在一個(gè)恒壓源上，N2Ls-leak為副邊漏感歸算到原邊的漏感。在MOSFET斷開瞬間，變壓器原邊電流不會(huì)瞬間減小為零，并對(duì)Cds、Cp充放電，進(jìn)而引起振蕩。由于振蕩為高頻，直流源可以視為短路，所以圖(b)可以進(jìn)一步化簡(jiǎn)為圖(c)，由圖(c)可知振蕩頻率為

由于Lp遠(yuǎn)大于Ls-leak，上式可化簡(jiǎn)為

在次級(jí)二極管導(dǎo)通期間，MOSFET漏極與源極兩端電壓是由整流電壓Vdc與輸出電壓Vo折算到原邊的值即NVo疊加形成的，實(shí)測(cè)得Vds=74 V。由IRF640N的芯片手冊(cè)可以查得在Vds=74 V時(shí)，其輸出電容Coss=103 pF，轉(zhuǎn)移電容Crss=25 pF，進(jìn)而可知Cds=Coss-Crss=78 pF。

利用LCR測(cè)試儀，通過變壓器的短路實(shí)驗(yàn)可以測(cè)得變壓器的高頻參數(shù)，其測(cè)試原理如圖6所示。值得注意的是，短路法測(cè)量時(shí)無法將Ls-leak與Lp-leak區(qū)分開來，所測(cè)得的漏感值為L(zhǎng)s-leak與Lp-leak之和。通?？烧J(rèn)為原副邊漏感與其匝數(shù)的平方成正比，即Lp-leak=N2Ls-leak。 由 實(shí) 驗(yàn) 可 得 Lp=293.2 μH，Ls-leak=0.355 μH，Lp-leak=1.421 μH，N=2。原邊繞組寄生電容可通過計(jì)算方法得到Cp=3.4 pF，見參考文獻(xiàn)[4]。

圖6 短路法法測(cè)量漏感示意圖

將上述數(shù)據(jù)代入公式(2)可得

與10.13 MHz十分接近。因此，可以認(rèn)為在10.14 MHz處所測(cè)得的-39.0 dBm傳導(dǎo)EMI是由于在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)漏感中的剩余能量，通過開關(guān)管漏極與源極之間的寄生電容、變壓器原邊繞組電容與變壓器副邊漏感釋放，進(jìn)而產(chǎn)生的振蕩所造成的。

2.2 次級(jí)二極管關(guān)斷時(shí)振蕩原因分析

次級(jí)二極管關(guān)斷時(shí)，可視為變壓器次級(jí)開路。此時(shí)開關(guān)管兩端電壓發(fā)生改變，Cds與Cp通過Lp與Lp-leak釋放能量，引起振蕩。如圖7所示。其振蕩頻率可由公式(3)求得

MOSFET漏極與源極兩端電壓會(huì)在整流輸出電壓，即46 V附近振蕩。由于Cds是隨著漏極與源極兩端電壓的波動(dòng)而不斷變化的，且其變化不是線性的。在漏極與源極兩端電壓變小時(shí)，Cds值上升速度較快，漏極與源極兩端電壓變大時(shí)，其下降速度較慢。因此實(shí)際的平均值應(yīng)當(dāng)比46 V小。通過對(duì)電壓波形中的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，可以求得Vds的平均值約為40 V，由IRF640N芯片手冊(cè)查得Vds=40 V，查數(shù)據(jù)手冊(cè)可得，Coss=146 pF，Crss=32 pF，Cds=Coss-Crss=114 pF。

將數(shù)據(jù)代入公式(3)可得

與0.67 MHZ有較大誤差，此處誤差的原因可能是由于計(jì)算時(shí)未考慮電路中一些其它寄生參數(shù)的影響，如MOSFET、PCB中的寄生電感。

圖8為變壓器副邊繞組中流過的電流，測(cè)試可得，在MOSFET斷開瞬間，副邊流過的電流在1.5 A附近振蕩。由此可知原邊電流在MOSFET斷開時(shí)，電流值為1.5 A/2即0.75 A。即在MOSFET導(dǎo)通期間，原邊電流由0上升至0.75 A。電流上升的大小可按照式(4)計(jì)算。

式中：△I為電流變化量，即0.8A；L為變壓器原邊電感與電路中其它寄生電感之和；U為施加在電感兩端的電壓，在本文中即為整流輸出電壓46 V；Ton為MOSFET導(dǎo)通時(shí)間。本文中開關(guān)頻率為50 kHz，占空比為 0.28，則 Ton為 5.6 μs。將上述數(shù)值代入公式(4)可得L=343.5 μH，將此L代入公式(3)可得

與0.67 MHZ有較為接近，但仍有一定的誤差，這些誤差應(yīng)是由以下三種原因造成的：(1)仍有一些寄生參數(shù)未考慮全面；(2)MOSFET芯片的個(gè)體特性與數(shù)據(jù)手冊(cè)上的數(shù)據(jù)存在差異；(3)測(cè)量手段不夠精確。

圖7 次級(jí)二極管斷開時(shí)振蕩回路示意圖

雖然存在誤差，但是總的仍可以認(rèn)為引起0.67 MHz處EMI峰值主要因素為變壓器原邊電感、電路中的寄生電感、變壓器原邊繞組電容、開關(guān)管漏極與源極之間的寄生電容。

3 散熱片接地時(shí)傳導(dǎo)EMI分析

圖9

散熱片接地時(shí)，功率MOSFET漏極上不斷變換的電壓通過漏極與散熱片之間的寄生電容耦合到散熱片上，會(huì)產(chǎn)生向外的輻射干擾。散熱片接保護(hù)地后，功率MOSFET漏極噪聲電流通過寄生電容耦合到散熱片進(jìn)入保護(hù)地網(wǎng)絡(luò)，進(jìn)而消除輻射干擾。圖9(a)為散熱片接地之后的電路原理圖，Cpara為MOSFET漏極與散熱片之間的寄生電容。圖9(b)為散熱片接地之后的傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果。

散熱片接地后傳導(dǎo)EMI整體變大，約提高了13 dB(約4.47倍)。這是由于散熱片與開關(guān)管之間的寄生電容與地接通后形成了一條新的EMI傳輸路徑，且其大小不會(huì)被Cin濾波，能直接傳送到LISN中，如圖9(a)中帶箭頭虛線所示。

圖9(b)中有三處較大的峰值0.67 MHz(-31.67 dBm)、9.1 MHz(-27.64 dBm)、18.58 MHz(-31.91 dBm)，開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的EMI峰值9.1 MHz(-27.64 dBm)處，頻率相對(duì)于10.14 MHz有所降低這是由于Cpara與Cds并聯(lián)后使總電容變大，頻率降低。Cpara可通過(4)、(5)式計(jì)算得到。

聯(lián)立(4)、(5)式可得Cpara=21 pF。由計(jì)算可知

19.1 MHz與18.58 MHz相近，因此可以得出18.58 MHz(-31.91 dBm)處的峰值是由于 N2Ls-leak、Lp-leak、Cpara產(chǎn)生的諧振引起的。

4 結(jié)論

變壓器原邊與副邊漏感、MOSFET源極與漏極間寄生電容以及MOSFET與散熱片之間的寄生電容，是影響開關(guān)電源的傳導(dǎo)EMI的重要因素。在開關(guān)器件導(dǎo)通或者關(guān)斷時(shí)，開關(guān)電源的工作狀態(tài)發(fā)生改變，此時(shí)漏感或者器件的寄生電容中的剩余能量會(huì)引起高頻振蕩，進(jìn)而引起了傳導(dǎo)EMI尖峰。

(1)斷續(xù)工作狀態(tài)下，在MOSFET關(guān)斷時(shí)，變壓器原邊漏感中剩余的能量，通過MOSFET漏極與源極間寄生電容、變壓器原邊繞組寄生電容以及變壓器副邊漏感釋放，進(jìn)而形成振蕩，在10.14 MHz處形成了傳導(dǎo)EMI尖峰；

(2)斷續(xù)工作狀態(tài)下，在次級(jí)二極管關(guān)斷時(shí)，MOSFET漏極與源極間寄生電容與變壓器原邊繞組寄生電容中多余的能量，通過變壓器原邊電感與電路中的寄生電感釋放，進(jìn)而形成振蕩，在0.67 MHz處形成了傳導(dǎo)EMI尖峰；

(3)斷續(xù)工作狀態(tài)下，散熱片接地時(shí)，形成了一條新的傳導(dǎo)EMI傳輸路徑，使傳導(dǎo)EMI提高了13dB。此外，MOSFET漏極與散熱片之間的寄生電容與變壓器原副邊漏感產(chǎn)生了新的振蕩，在18.58 MHz處引入了新的傳導(dǎo)EMI尖峰。

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