本質(zhì)安全型交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的分析

楊玉崗，祁鱗，吳建鴻，寧浩軒

(遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，遼寧葫蘆島125105)

本質(zhì)安全型交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的分析

楊玉崗，祁鱗，吳建鴻，寧浩軒

(遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，遼寧葫蘆島125105)

為了解決普通單相本質(zhì)安全型開(kāi)關(guān)電源不能同時(shí)兼顧電氣性能和本質(zhì)安全(簡(jiǎn)稱本安)性能的矛盾，本文將交錯(cuò)并聯(lián)磁集成理論引入到本安型開(kāi)關(guān)變換器中，以交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器為例，分析其輸出本安特性以及內(nèi)部本安特性，得出其輸出本安判據(jù)以及內(nèi)部本安判據(jù);并與普通單相Boost變換器在滿足電氣性能/本安性能的條件下，比較其本安性能/電氣性能，得出交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器能夠有效提高變換器的電氣性能以及本安性能的結(jié)論。最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

電氣特性;本安特性;磁集成;輸出本安判據(jù);內(nèi)部本安判據(jù)

1 引言

本質(zhì)安全型開(kāi)關(guān)電源是防爆電源發(fā)展的必然趨勢(shì)［1］。開(kāi)關(guān)變換器是本安型開(kāi)關(guān)電源的核心，因此研究本安型開(kāi)關(guān)電源要從研究開(kāi)關(guān)變換器入手。Boost變換器是常用的開(kāi)關(guān)變換器，應(yīng)用的范圍很廣［2-6］。

普通單相Boost變換器存在電氣性能(輸出紋波電壓、輸出功率)要求大電感、大電容與本安性能(最大輸出短路釋放能量、電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰?要求小電感、小電容之間的矛盾，將交錯(cuò)并聯(lián)磁集成技術(shù)應(yīng)用到普通單相Boost變換器中能夠同時(shí)滿足變換器的電氣性能和本安性能，從而解決上述矛盾。

文獻(xiàn)［3］主要分析了普通單相Boost變換器各個(gè)工作模式的紋波電壓，指出了紋波電壓與電感的關(guān)系，但對(duì)變換器內(nèi)部本安特性并未提及。文獻(xiàn)［4］主要分析了交錯(cuò)并聯(lián)磁集成開(kāi)關(guān)變換器的輸出本安特性，指出與普通單相Boost變換器相比，該開(kāi)關(guān)變換器能有效地降低輸出紋波電壓，但全文是在滿足本安性能的條件下對(duì)電氣性能進(jìn)行比較，并未對(duì)本安性能進(jìn)行實(shí)質(zhì)性的分析。本文在此基礎(chǔ)上，從能量的角度出發(fā)，分別分析了交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的輸出本安特性和內(nèi)部本安特性，并與普通單相Boost變換器進(jìn)行對(duì)比，最終得出交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的優(yōu)越性。

2 交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器參數(shù)分析

2.1 等效電氣電感與等效本安電感

交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(a)所示，其工作模態(tài)以及處于該模態(tài)時(shí)加在電感上的電壓如圖1(b)所示。圖1中，輸入電壓Vi，輸出電壓Vo(令Va=Vi，Vb=Vi－Vo)，L1、L2分別為兩相電感繞組的自感，設(shè)兩相耦合電感對(duì)稱(L1=L2= L)，且兩電感是反向耦合的，互感為M，耦合系數(shù)的范圍為－1≤k≤0(k=M/L)，開(kāi)關(guān)管的頻率為f，占空比為D，負(fù)載電阻為RL，輸出濾波電容為C。

根據(jù)電路穩(wěn)態(tài)工作時(shí)一個(gè)周期內(nèi)電感伏秒法則，可得模態(tài)Ⅰ的等效電感為

式中，D'=1－D。該等效電感主要影響著本安型開(kāi)關(guān)變換器的電感電流紋波及輸出紋波電壓，可定義此等效電感為等效電氣電感。

同理，可得模態(tài)Ⅱ的等效電感為該等效電感的影響為:當(dāng)交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器其中一個(gè)通道的電感L1分?jǐn)鄷r(shí)，電感L1的互感能量能通過(guò)耦合作用傳遞到L2上，此時(shí)分?jǐn)嗵巸H有L1的漏感提供能量，該能量影響著變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰?，可定義此等效電感(漏感)為等效本安電感。

圖1 交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作模態(tài)Fig.1Topology and control scheme of interleaving magnetic Boost converter

當(dāng)滿足－D/D'＜k＜0時(shí)，可保證Leg1＞L;由于反向耦合，Leg2=L+M＜L顯然成立，即

從式(3)可知，等效電氣電感Leg1比普通單相時(shí)的電感L要大，故可以減小變換器的電感電流紋波以及輸出紋波電壓，從而減小輸出濾波電容;等效本安電感Leg2比普通單相時(shí)的電感L要小，可以減小電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰浚蕦⒔诲e(cuò)并聯(lián)磁集成技術(shù)應(yīng)用在開(kāi)關(guān)變換器中，能同時(shí)滿足變換器的電氣性能和本安性能的要求。

2.2 臨界自感及工作區(qū)域

根據(jù)參考文獻(xiàn)［5］可知，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的輸入電流最小值IL為

式中，Io為輸出電流平均值。

根據(jù)輸入電流的最小值是否為零，可得工作于連續(xù)導(dǎo)電模式CCM與非連續(xù)導(dǎo)電模式DCM的交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的臨界自感LC為

設(shè)交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的輸入電壓為［Vi，min，Vi，max］，負(fù)載電阻為［RL，min，RL，max］，在RL-Vi平面上開(kāi)關(guān)變換器的整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍對(duì)應(yīng)著一個(gè)矩形，根據(jù)臨界自感LC的公式，選擇不同的RL與Vi的值，可以畫(huà)出不同的臨界自感曲線，如圖2所示。由文獻(xiàn)［6］可知，當(dāng)電感L不同，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器在其工作的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)會(huì)有不同的工作模式。然而，要得到使變換器滿足輸出本安特性和輸出紋波電壓指標(biāo)的要求，一般將耦合電感的自感設(shè)計(jì)在LCP＜L＜LCQ的范圍內(nèi)。使變換器在輸出功率較大時(shí)工作在CCM模式，輸出功率較小時(shí)工作在DCM模式，P、Q所對(duì)應(yīng)的CCM和DCM的臨界自感LCP、LCQ為

圖2 RL-Vi上展示CCM/DCM分界Fig.2CCM and DCM region on RL-Viplane

2.3 最大電感電流及輸出紋波電壓

在CCM模式下，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的最大輸入電流Ip為

在CCM模式下，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的輸出紋波電壓可近似表示為

普通單相Boost變換器的輸出紋波電壓為［6］

3 變換器輸出本安特性的分析與判斷

當(dāng)輸出短路時(shí)(SK2導(dǎo)通)，假設(shè)短路保護(hù)電路可以在很短的時(shí)間Δt內(nèi)將開(kāi)關(guān)管Q1、Q2導(dǎo)通，并將隔離開(kāi)關(guān)SK1斷開(kāi)，電感的能量將通過(guò)開(kāi)關(guān)管Q1、Q2和二極管D3釋放，因此在輸出短路后，僅在Δt時(shí)間內(nèi)，電源和耦合電感才有可能向輸出短路處轉(zhuǎn)移能量。

在發(fā)生輸出短路時(shí)，若有一個(gè)開(kāi)關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)，則電源和該相的電感不能向短路處轉(zhuǎn)移能量，輸入電流的變化由原來(lái)的上升趨勢(shì)繼續(xù)上升;若發(fā)生輸出短路時(shí)，兩個(gè)開(kāi)關(guān)均處于關(guān)斷狀態(tài)，電源和電感將共同向短路處轉(zhuǎn)移能量，輸入電流將由原來(lái)的下降趨勢(shì)轉(zhuǎn)為上升趨勢(shì)。顯然，當(dāng)僅有一個(gè)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通向兩個(gè)開(kāi)關(guān)同時(shí)關(guān)斷轉(zhuǎn)換的瞬間發(fā)生短路時(shí)，情況最為嚴(yán)重，此時(shí)輸入電流已達(dá)到穩(wěn)態(tài)的最大值IP，故流過(guò)電感的最大電流為

交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的最大輸出短路釋放能量Wmax為

式中，TC為火花放電維持時(shí)間;VH為輸出短路放電期間火花放電電壓的平均值，并設(shè)其在Δt內(nèi)保持不變;WSL，max為輸出短路時(shí)耦合電感和電源共同轉(zhuǎn)移的最大能量。將式(7)代入式(11)，得

普通單相Boost變換器的最大輸出短路釋放能量W'max為［6］

對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的輸出本安特性進(jìn)行判斷，輸出電路屬于容性電路，根據(jù)容性電路最小點(diǎn)燃電壓曲線［2］，對(duì)于給定的電壓UB，在曲線上可以查到對(duì)應(yīng)的最小點(diǎn)燃電容CB，從能量的角度可得該電容的短路釋放能量WB為

由文獻(xiàn)［5］可知，如果變換器的輸出電壓為Vo，為使變換器滿足輸出本安特性，需要考慮一定的安全系數(shù)K1(取1～2)，即對(duì)應(yīng)的電壓UB為

根據(jù)變換器的最大輸出短路釋放能量Wmax，可得出開(kāi)關(guān)變換器的輸出短路等效電容Ce，即

這樣就可以采用容性電路最小點(diǎn)燃電壓曲線判斷變換器的輸出本安特性，得出變換器滿足輸出本安特性的條件為

4 變換器內(nèi)部本安特性的分析與判斷

由交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器可知，當(dāng)A點(diǎn)分?jǐn)?B點(diǎn)與A點(diǎn)類(lèi)似)發(fā)生在開(kāi)關(guān)管Q1由導(dǎo)通轉(zhuǎn)換為關(guān)斷的瞬間時(shí)，由于此時(shí)變換器的單相電感電流最大，故產(chǎn)生的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰恳沧畲?。根?jù)等效電阻法得出開(kāi)關(guān)變換器電感分?jǐn)喾烹婋娀〕掷m(xù)的時(shí)間TL，由于交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器其中一個(gè)通道發(fā)生分?jǐn)鄷r(shí)，電容兩端的電壓變化量ΔU很小(可忽略其影響)，故開(kāi)關(guān)變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰縒A可近似表示為電源提供的能量WS與耦合電感存儲(chǔ)的能量WL之和，即

電源提供的能量可表示為

式中，I1P為通道1電感電流i1的最大值，即

考慮到一個(gè)通道分?jǐn)鄷r(shí)，電感L1存儲(chǔ)的能量?jī)H為其漏感能量，則分?jǐn)鄷r(shí)耦合電感存儲(chǔ)的能量為

故交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰縒A為

對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器進(jìn)行內(nèi)部本安特性判斷，考慮到等效電路屬于感性電路，根據(jù)I類(lèi)電感電路臨界點(diǎn)燃曲線［2］可得，對(duì)于一個(gè)給定的電感L，在曲線上可以查到對(duì)應(yīng)的最小點(diǎn)燃電流為IC，則臨界點(diǎn)燃等效電弧能量為［6］

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

5.1 參數(shù)設(shè)定

對(duì)應(yīng)用于Ⅰ類(lèi)環(huán)境的兩種Boost變換器進(jìn)行設(shè)計(jì)。具體參數(shù)為:輸入電壓Vi=8V，輸出電壓Vo= 10V，輸出紋波電壓VPP=2%Vo，開(kāi)關(guān)頻率f= 110kHz，占空比D=0.2，輸出濾波電容C=12μF，兩相耦合電感L1=L2=L=54μH(LCP＜L＜LCQ)，耦合系數(shù)k=－0.26，負(fù)載電阻RL=RL，min～180Ω。

5.2 輸出紋波電壓和輸出本安特性的比較

5.2.1 輸出紋波電壓的比較

在滿足輸出本安特性的條件下，對(duì)兩種變換器的輸出紋波電壓進(jìn)行比較。

短路保護(hù)響應(yīng)時(shí)間Δt為3μs，火花放電維持時(shí)間TC=60μs，火花放電電壓的平均值VH=9V。取K1=2且輸出電壓Vo=10V時(shí)，則UB=2×10= 20V，根據(jù)參考文獻(xiàn)［2］容性電路最小點(diǎn)燃電壓曲線可知，對(duì)應(yīng)的電容CB=26μF。若負(fù)載電阻RL= 80Ω，其他參數(shù)同5.1節(jié)，經(jīng)計(jì)算，兩種變換器的輸出短路等效電容近似相等且值為Ce=11μF，故Ce＜CB，兩種變換器均滿足輸出本安特性的要求，其輸出紋波電壓的實(shí)驗(yàn)波形如圖3所示。可以看出，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的輸出紋波電壓(VPP＜200mV)滿足規(guī)定的要求，與普通單相Boost變換器相比，其輸出紋波電壓更小。

5.2.2 輸出本安特性(最大輸出短路釋放能量)的比較

在滿足輸出紋波電壓要求且輸出紋波電壓相等時(shí)，比較兩種變換器的最大輸出短路釋放能量。

圖3 兩種變換器的輸出紋波電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.3Output voltage ripple of two kinds of converters

令輸出紋波電壓相等，考慮到式(8)與式(9)，若普通單相Boost變換器的輸出濾波電容C1= 12μF，則交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的輸出濾波電容可取C2=8μF，當(dāng)其他參數(shù)同5.1節(jié)時(shí)，經(jīng)計(jì)算，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的最大輸出短路釋放能量(Wmax=375mJ)小于普通單相Boost變換器的最大輸出短路釋放能量(W'max=557mJ)。兩種變換器的輸出短路放電電流、電壓的實(shí)驗(yàn)波形如圖4所示，由圖4中可以看出交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器輸出短路時(shí)的放電電流與電壓的持續(xù)時(shí)間要比普通單相Boost變換器的持續(xù)時(shí)間短，這成為影響變換器最大輸出短路釋放能量大小的重要因素。

圖4 兩種變換器的輸出短路放電電流和電壓的實(shí)驗(yàn)波形Fig.4Output short-circuit discharge current and voltage’s experimental waveform of two kinds of converters

5.3 輸出功率和內(nèi)部本安特性的比較

5.3.1 輸出功率的比較

在滿足內(nèi)部本安特性條件下，對(duì)兩種變換器的輸出功率進(jìn)行比較。

由文獻(xiàn)［6］可知普通單相Boost變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰繛?/p>

由電感電路臨界點(diǎn)燃曲線［2］查得L=54μH時(shí)，IC=5A，設(shè)電弧持續(xù)時(shí)間TL=100μs，設(shè)電容兩端的電壓變化量ΔU=4V，最小建弧電壓VA，min=10V，由式(23)可得臨界點(diǎn)燃等效電弧能量(WC= 0.791mJ)，在滿足內(nèi)部本安特性的條件下(KWA＜WC)，其他參數(shù)同5.1節(jié)，計(jì)算得出兩種變換器的輸出功率Po與電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰康年P(guān)系，如圖5所示。可見(jiàn)兩種Boost變換器的輸出功率均隨著電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰康脑龃蠖龃?，且在相同的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰繒r(shí)，與普通單相Boost變換器相比，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的輸出功率得到成倍提高。

圖5 兩種變換器輸出功率與電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰康年P(guān)系Fig.5Relation between output power and arc discharge energy of two kinds of converters

5.3.2 內(nèi)部本安特性(電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰?的比較

在輸出功率相等的情況下，比較兩種變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰俊?/p>

兩種變換器在輸出功率相等時(shí)，若負(fù)載電阻RL=17Ω，其他參數(shù)同5.1節(jié)，經(jīng)計(jì)算，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰?WA=101mJ)小于普通單相Boost變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰?W'A=368mJ)，兩種變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娏鞯膶?shí)驗(yàn)波形如圖6(a)、6(b)所示，兩種變換器的電感分?jǐn)喾烹婋妷旱膶?shí)驗(yàn)波形如圖6(c)、6(d)所示。比較圖6(a)、6(b)可以看出交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娏鞅绕胀▎蜗郆oost變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娏餍?，這最終影響了變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娀∧芰康拇笮　?/p>

圖6 兩種變換器的電感分?jǐn)喾烹婋娏骱碗妷旱膶?shí)驗(yàn)波形Fig.6Inductor break current voltage’s experimental waveform of two kinds of converters

6 結(jié)論

本文分析了交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器的等效電氣電感及等效本安電感，得出了交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Boost變換器能同時(shí)兼顧變換器的電氣性能及本安性能的結(jié)論。分析了變換器的輸出本安特性和內(nèi)部本安特性，與普通單相Boost變換器相比，一方面，在滿足本安性能的基礎(chǔ)上，提高了變換器的電氣性能;另一方面，在相同的電氣性能下，提高了變換器的本安性能。綜上所述，采用交錯(cuò)并聯(lián)磁集成技術(shù)，對(duì)本質(zhì)安全型開(kāi)關(guān)變換器的設(shè)計(jì)具有重要的指導(dǎo)意義。

［1］李達(dá)，范新媛(Li Da，F(xiàn)an Xinyuan).本安防爆系統(tǒng)綜述(Summarization of intrinsic safety anti-explosive systems)［J］.石油化工自動(dòng)化(Automation in Petro-Chemical Industry)，2000，(6):8-10.

［2］GB 3846.4-2000.中國(guó)強(qiáng)制性國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)匯編，電工卷(China compulsory state standard compilation，Electrician)［S］.北京:中國(guó)標(biāo)準(zhǔn)出版社(Beijing:China Standards Press)，2003.

［3］劉樹(shù)林，劉健，楊銀玲，等(Liu Shulin，Liu Jian，Yang Yinling，et al.).Boost變換器的能量傳輸模式及輸出紋波電壓分析(Energy transmission modes and output ripple voltage of Boost converters)［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)(Proceedings of the CSEE)，2006，26 (5):119-124.

(，cont.on p.40)(，cont.from p.18)

［4］楊玉崗，李娜(Yang Yugang，Li Na).交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Buck變換器的本安特性研究(Research on essential safety performance for interleaving magnetics Buck converter)［J］.電工電能新技術(shù)(Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy)，2011，30(4): 8-12.

［5］劉樹(shù)林，劉健，寇蕾(Liu Shulin，Liu Jian，Kou Lei).開(kāi)關(guān)變換器的本質(zhì)安全特性分析與設(shè)計(jì)(Intrinsically safe behavior of switching converters and its design)［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)(Transactions of China Electrotechnical Society)，2006，21(5):36-41.

［6］劉樹(shù)林(Liu Shulin).本質(zhì)安全開(kāi)關(guān)變換器基礎(chǔ)理論及關(guān)鍵技術(shù)研究(Basic theory and key technologies of intrinsically safe switching converters)［D］.西安:西安科技大學(xué)(Xi’an:Xi’an University of Science and Technology)，2007.

Research on intrinsic safety for interleaving magnetic Boost converter

YANG Yu-gang，QI Lin，WU Jian-hong，NING Hao-xuan
(Faculty of Electrical and Control Engineering of Liaoning Technical University，Huludao 125105，China)

In order to solve the problem that traditional single-channel intrinsic safety switching converter can not satisfy the electrical characteristics and the intrinsic safety characteristics at the same time，the interleaving magnetic integrated theory is introduced into the intrinsic safety switching converter in this paper.Take the interleaving magnetic integrated Boost converter as an example，by analyzing the output intrinsic safety characteristics and the inner-intrinsic safety characteristics of the converter，the output intrinsic safety criterion and the inner-intrinsic safety criterion can be obtained.Comparing its intrinsic safety characteristics and the electrical characteristics with the traditional single-channel Boost converter under the condition of meeting the requirements of the electrical characteristics and the intrinsic safety characteristics，it concludes that the interleaving magnetic integrated Boost converter can improve the electrical characteristics and the intrinsic safety characteristics effectively.Finally，the theory is verified by the experimental results.

electrical characteristics;intrinsic safety characteristics;magnetic integration;output intrinsic safety criterion;inner-intrinsic safety criterion

TM46

A

1003-3076(2014)09-0014-05

2013-01-24

國(guó)家自然科學(xué)基金(51177067)、教育部留學(xué)回國(guó)人員科研啟動(dòng)基金(2009-1341)、遼寧省自然科學(xué)基金(20102092)資助項(xiàng)目

楊玉崗(1967-)，男，內(nèi)蒙古籍，教授/博導(dǎo)，研究領(lǐng)域?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)及高頻磁集成技術(shù);祁鱗(1985-)，女(滿族)，遼寧籍，碩士研究生，主要研究方向?yàn)楸景搽娫础?/p>