毛新宏 王曉嵐 田棟 尹偉臻 李靜濤

（1 中國空間技術(shù)研究院，北京 100094）（2 中國科學(xué)院大學(xué)，北京 100049）（3 中國科學(xué)院國家天文臺，北京 100012）

1 引言

具有自動跟蹤功能的衛(wèi)星為空間用戶目標(biāo)提供服務(wù)時，要對用戶目標(biāo)進行捕獲和跟蹤，而單脈沖天線是實現(xiàn)捕獲和跟蹤功能必備的微波部件。例如，美國第一代“跟蹤與數(shù)據(jù)中繼衛(wèi)星”搭載的兩副口徑為4.9m 的大型網(wǎng)面天線和第二代“跟蹤與數(shù)據(jù)中繼衛(wèi)星”搭載的兩副口徑為4.6 m 的大型網(wǎng)面天線［1］，都采用單脈沖跟蹤體制實現(xiàn)自動跟蹤功能。為了保證良好的數(shù)據(jù)傳輸通道，克服空間衰減和星上發(fā)射功率有限等因素的影響，單脈沖天線大多采用大型反射面和高效率饋源來提高天線增益，因此單脈沖饋源是整個天線系統(tǒng)獲得良好性能的關(guān)鍵。

早期的單脈沖天線主要采用四喇叭單脈沖饋源、五喇叭單脈沖饋源和十二喇叭單脈沖饋源［2］。這些饋源的和差矛盾突出，天線整體的效率較低，和差網(wǎng)絡(luò)復(fù)雜，質(zhì)量大，前饋時對電磁波遮擋較大，副瓣較高。隨后出現(xiàn)的二喇叭雙模單脈沖饋源和四喇叭三模單脈沖饋源［3-4］，雖然可以獲得等化較好的和差方向圖，在較大程度上緩解了饋源的和差矛盾；但是，這些饋源的口徑依然較大，對天線的遮擋效應(yīng)明顯，抬高了天線的副瓣，影響了天線的輻射性能。目前，也有采用TM01模跟蹤方式的單脈沖天線，它利用2個接收通道，可以節(jié)省跟蹤設(shè)備，但是饋源結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且和差矛盾比較大，在8.0dB［5］以上，差斜率小，跟蹤效率比較低。

多模單脈沖跟蹤是基于不連續(xù)波導(dǎo)處激勵出的高次模來實現(xiàn)的，對于不需要的高次模，不讓其激勵或者對激勵出的無用高次模進行抑制。在設(shè)計多模單脈沖饋源時，可以對各模式的幅度和相位進行獨立控制，實現(xiàn)饋源的口徑場分布近似于最佳口徑場分布［2］，提高饋源的輻射性能。天線的增益增加，漏失功率少，副瓣電平較低，和差通道方向圖等化較好，差通道方向圖能夠取得最大的差斜率，使單脈沖天線具有更遠的視程范圍、更好的抗干擾能力和角度跟蹤靈敏度。目前，國內(nèi)外對于Ka頻段衛(wèi)星天線多模單脈沖饋源的設(shè)計和分析，主要采用多喇叭跟蹤方式和TM01模跟蹤方式。本文針對目前的工程實際，提出了一種多模單脈沖饋源設(shè)計，可為衛(wèi)星天線的單脈沖饋源設(shè)計提供參考。

2 多模單脈沖饋源的設(shè)計分析

本文設(shè)計的矩形口徑單脈沖饋源（見圖1）工作于Ka頻段，采用一個單孔徑饋源提供單脈沖和、差信號，這樣，除了能利用常規(guī)的TE10模外，還可利用高階波導(dǎo)模。該饋源主要具有以下優(yōu)點：

（1）調(diào)節(jié)模式之間的相位和幅度比值，可以展寬和通道方向圖，使和、差通道方向圖等化較好，和差矛盾小，同時還可以降低副瓣，用它對反射面天線饋電，可以使和、差的3個波束同時達到最佳；

（2）結(jié)構(gòu)簡單緊湊，因而具有較低的損耗和較小的質(zhì)量，孔徑阻擋?。?/p>

（3）天線電軸穩(wěn)定性能好，從而瞄準性能良好。

矩形口徑單脈沖饋源具有11個工作模：TE10、TE30、TE12和TM12模對應(yīng)饋源的和通道；TE20、TE22和TM22模對應(yīng)饋源的H 平面差通道；TE11、TM11、TE13和TM13模對應(yīng)饋源的E 平面差通道。饋源結(jié)構(gòu)由以下幾部分組成：①多模激勵器，用于產(chǎn)生一定幅度和相位的高次模，保證各個模在饋源口面上有適當(dāng)?shù)南辔魂P(guān)系；②單脈沖和差網(wǎng)絡(luò)，用于提供和通道、H 平面差通道和E 平面差通道；③輻射喇叭，用于輻射電磁波。

圖1 多模單脈沖饋源和傳輸?shù)哪ig.1 Multimode monopulse feed and transmitted modes

2.1 饋源多模激勵器

圖2為11模單脈沖饋源的多模激勵器和輻射喇叭模型，多模激勵器是整個單脈沖饋源的核心部件。其中：電場方向沿Y軸方向（對應(yīng)E 平面），磁場方向沿X方向（對應(yīng)H 平面）；φ和θ分別為方位角和俯仰角。

和通道端口工作時，激勵以TE10模的形式從A、B、C、D 口以相同的相位進行激勵，在多模激勵器中產(chǎn)生高次模TE（2m-1）0、TE（2m-1）2和TM（2m-1）2（m為自然數(shù)），除TE10、TE30、TE12、TM12外，其他高次模在多模激勵器的波導(dǎo)中被截止。

H 平面差端口工作時，激勵以TE10模的形式從A、B、C、D 端口進行激勵，A 和B 端口同相位，C 和D 端口同相位，A、B 與C、D 的相位反相，在多模激勵器中產(chǎn)生高次模TE（2m）0、TE（2m）2和TM（2m）2，除TE20、TE22和TM22外，其他高次模在多模激勵器的波導(dǎo)中被截止。

E平面差端口工作時，激勵以TE10模的形式從A、B、C、D端口進行激勵，A 和D端口同相位，B和C端口同相位，A、D與B、C的相位反相，在多模激勵器中產(chǎn)生高次模TE1（2m-1），除TE11、TM11、TE13和TM13外，其他高次模在多模激勵器的波導(dǎo)中被截止。

圖2 多模激勵器和輻射喇叭模型Fig.2 Model of multimode exciter and horn

和通道、H 平面差通道和E 平面差通道的工作模，以及在饋源口面上的橫向電場EY可表示如下［6］。

和通道為

式中：（x，y）為口面上的坐標(biāo)點坐標(biāo)；L1和L2為天線口面尺寸；T30為高次模TE30與TE10的幅度比值；T12為高次模TE12和TM12的混合模與TE10的幅度比值。

H 平面差通道為

式中：T22為高次模TE22和TM22的混合模與TE20的幅度比值。

E平面差通道為

式中：T13為高次模TE13和TM13的混合模與TE11和TM11的混合模的幅度比值。

理想饋源的模比均為實數(shù)，也就是各通道的高次模與基模在口面上同相。

各通道歸一化方向圖可以表示如下［6］。

和通道為

H 平面差通道為

E平面差通道為

2.2 設(shè)計實例和仿真驗證

結(jié)合前面所述的理論公式，采用Ansoft HFSS軟件建模，設(shè)計分析了一個工作于33.0～35.6GHz頻段的11個工作模單脈沖饋源。為了適應(yīng)星載使用，需要產(chǎn)品結(jié)構(gòu)緊湊，且接口具有通用性。根據(jù)工作頻率，選擇多模激勵器的4個饋電端口采用標(biāo)準波導(dǎo)BJ320，端口寬邊為7.112mm，窄邊為3.556mm。

設(shè)中心頻率在自由空間的波長為λ0，經(jīng)過計算和仿真，確定多模激勵器參數(shù)尺寸如圖3所示，圖3（a）為從坐標(biāo)軸Y向看的側(cè)視圖，圖3（b）為從坐標(biāo)X向看的俯視圖。

圖3 單脈沖饋源的多模激勵器結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Configuration of multimode exciter for monopulse feed

在圖3中：a1＝c1＝7.832λ0；a2＝c2＝1.338λ0；a3＝c3＝0.229λ0；a4＝c4＝1.143λ0；b1＝4.802λ0；b2＝1.961λ0；b3＝0.704λ0；b4＝0.813λ0；b5＝0.057λ0；b6＝0.114λ0；d1＝4.802λ0；d2＝1.961λ0；d3＝0.704λ0；d4＝0.813λ0；d5＝0.057λ0；d6＝0.114λ0。

2.3 饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計分析

為了實現(xiàn)第2.1節(jié)所述的各端口的激勵模式，設(shè)計了一種單脈沖和差網(wǎng)絡(luò)，見圖4。它的3 個端口都采用標(biāo)準波導(dǎo)BJ320，由2 個折疊魔T、1 個E面折T 和1 個波導(dǎo)一分二功分器組成，結(jié)構(gòu)緊湊。經(jīng)過計算和仿真，確定饋源和差網(wǎng)絡(luò)的主要結(jié)構(gòu)尺寸如圖5所示，圖5（a）為從Y向看的側(cè)視圖，圖5（b）為從X向看的俯視圖。當(dāng)分別從和通道端口、H 平面差端口和E平面差端口以波導(dǎo)主模TE10進行激勵時，會在A、B、C、D 端口產(chǎn)生具有第2.1節(jié)所述的相應(yīng)相位關(guān)系的信號。中頻34.3GHz時，仿真計算結(jié)果如下。

和通道端口激勵時，在A、B、C、D端口激勵起的幅度相位分別為0.496 1∠-99.7°，0.496 9∠-99.7°，0.499 4∠-99.4°，0.500 2∠-99.5°。

H 平面差端口激勵時，在A、B、C、D端口激勵起的幅度相位分別為0.499 0∠-53.7°，0.500 0∠-53.9°，0.496 0∠127.0°，0.496 1∠126.4°。

E平面差端口激勵時，在A、B、C、D端口激勵起的幅度相位分別為0.498 5∠96.7°，0.497 8∠-83.4°，0.496 0∠-83.5°，0.495 5∠96.3°。

從仿真結(jié)果可看出，此和差網(wǎng)絡(luò)完全符合第2.1節(jié)所述的幅相關(guān)系，可以對饋源進行激勵，得到理論的激勵信號。

圖4 單脈沖饋源的和差網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)Fig.4 Sum-difference network configuration of monopulse feed

圖5 單脈沖饋源的和差網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)尺寸Fig.5 Configuration dimension of sum-difference network of monopulse feed

3 饋源計算分析

將上述單脈沖饋源的多模激勵器與和差網(wǎng)絡(luò)結(jié)合形成完整的矩形口徑單脈沖饋源，Ansoft HFSS分析軟件建模如圖6所示。仿真結(jié)果表明：天線模型非常緊湊，3個饋電端口采用標(biāo)準波導(dǎo)BJ320時，整個饋源的電尺寸（包括饋電網(wǎng)絡(luò)）為125.66mm×42.00mm×31.00mm。

圖6 矩形孔徑單脈沖饋源Fig.6 Rectangular aperture monopulse feed

本文分析工作于33.0～35.6GHz頻段的11個工作模單脈沖饋源，調(diào)節(jié)不連續(xù)性界面的尺寸來改變高次模的相位和幅度，通過優(yōu)化計算，得到的天線端口的匹配特性（電壓駐波比）和隔離度見圖7和圖8，輻射方向圖見圖9。從圖7和圖8可以看出，該饋源在Ka頻段內(nèi)具有良好的匹配特性和大于40dB的隔離度。從圖9中3個頻點上的H 平面差方向圖（H-△）、E 平面差方向圖（E-△），以及E 平面和H 平面的和方向圖（分別為E-Σ 和H-Σ）可以看出，和差矛盾小于2.5dB，差零深小于-40dB，E平面和H 平面的和方向圖對稱性能好。

圖7 3個端口的電壓駐波比Fig.7 VSWR of three ports

圖9 輻射方向圖Fig.9 Radiation patterns

4 結(jié)束語

本文設(shè)計了一種Ka頻段的單脈沖饋源，實現(xiàn)了11個高次模在單脈沖饋源中的應(yīng)用。從仿真結(jié)果可以看出，所設(shè)計的單脈沖饋源的差零深能夠達到-40dB 以下，和差矛盾可以控制在2.5dB 以內(nèi)，天線方向圖的E 面和H 面均勻?qū)ΨQ，天線端口的匹配特性和隔離度良好，可為具有自動跟蹤功能的星載天線饋源設(shè)計提供參考。

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