陳 旺，陳 敏，張 哲

(浙江大學電氣工程學院，浙江杭州310027)

0 引言

傳統(tǒng)的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中，光伏組件直接串、并聯(lián)后，由集中式逆變器實現(xiàn)最大功率點跟蹤與控制并網(wǎng)電流的功能。這種結構成本低、效率高，適用于大規(guī)模光伏電站的建設［1］。但對于正處于快速發(fā)展期的屋頂光伏系統(tǒng)等分布式光伏并網(wǎng)應用場合，由于部分陰影遮擋或組件不匹配而導致的熱斑效應，集中式并網(wǎng)結構并不能將系統(tǒng)功率利用最大化，基于組件級別最大功率點跟蹤(distributed MPPT，DMPPT)的結構在學術界與工業(yè)界都開始受到青睞［2］。

串聯(lián)型優(yōu)化器并網(wǎng)系統(tǒng)是DMPPT 結構中具備高效率、低成本、高可靠性的一種解決方案。串聯(lián)型優(yōu)化器結構是一種兩級式的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，前級每一臺光伏組件連接一臺優(yōu)化器，再將優(yōu)化器的輸出端串聯(lián)形成高壓直流母線;后級為集中式的逆變器，控制直流母線電壓與并網(wǎng)電流，平衡兩級之間的功率流動［3］。

每個優(yōu)化器對各自的光伏組件進行最大功率點跟蹤，實現(xiàn)了組件級別的MPPT 功能，因而可以解決熱斑效應導致的光伏系統(tǒng)輸出功率損失［4］。輸出端串聯(lián)的連接方式可以使優(yōu)化器的輸入/輸出電壓接近，提高優(yōu)化器效率的同時降低了系統(tǒng)成本。直流母線的設計提高了系統(tǒng)的擴展性，易于多個優(yōu)化器串列的并聯(lián)應用或者擴展為直流微網(wǎng)系統(tǒng)。

在串聯(lián)型優(yōu)化器系統(tǒng)中，由于集中式逆變器的輸出電壓和輸出電流同為工頻交流波形，而光伏組件在外部條件不變時輸出功率不變，在直流母線電容Cbus上會形成100 Hz 的電壓紋波，影響控制環(huán)路的穩(wěn)定性，引起并網(wǎng)電流諧波失真(THD)［5］。

本研究在對串聯(lián)型優(yōu)化器系統(tǒng)分析的基礎上，設計集中式逆變器的控制器，提出一種電壓環(huán)紋波補償?shù)目刂撇呗裕越档筒⒕W(wǎng)電流的THD，達到減小直流母線電容的目的。

1 并網(wǎng)逆變器拓撲選擇

目前，光伏逆變器大量采用無變壓器的拓撲結構。但是光伏組件與電網(wǎng)之間沒有電氣隔離，因此器件開關動作會導致光伏組件寄生電容的充放電從而產(chǎn)生共模漏電流［6］。串聯(lián)型優(yōu)化器系統(tǒng)的共模電流模型如圖1所示。

圖1 串聯(lián)型優(yōu)化器光伏系統(tǒng)共模電流模型

為了抑制對地共模電流，本研究選用的并聯(lián)雙Buck 拓撲作為逆變器的主功率電路如圖2所示。在電網(wǎng)電壓的正半周期，由開關器件SPL、SPH、二極管DPH及電感LP組成的Buck 電路工作，此時開關管SPL常通而SNL常關，SPH與二極管DPH交替導通;而在電網(wǎng)電壓的負半周期，由開關器件SNL、SNH、二極管DNH及電感LN組成的Buck 電路工作，此時開關管SNL常通而SPL常關，SNH與二極管DNH交替導通［7］。

圖2 并聯(lián)雙Buck 電路

并聯(lián)雙Buck 電路通過常通開關SPL與SNL保證直流側的一極始終與電網(wǎng)連通，使得寄生電容vcm上的共模電壓基本不變，因而抑制了共模漏電流;避免了橋臂共通問題，不需要高頻死區(qū)，提高了電路的可靠性同時減小了電流畸變;在工作狀態(tài)下只有一個高頻工作的開關管，減小了開關損耗［8］。

2 并網(wǎng)逆變器的控制策略

在串聯(lián)型優(yōu)化器光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中，前級的優(yōu)化器只負責組件的最大功率點跟蹤，并不控制輸出電壓的大小。而后級的逆變器需要穩(wěn)定直流母線電壓并控制并網(wǎng)電流的大小和相位，平衡兩級之間的功率［9］。為了實現(xiàn)優(yōu)化器與集中式逆變器兩者控制策略之間的相互獨立，通常情況下需要使用足夠大的直流母線電容。

2.1 集中式逆變電路控制器設計

逆變電路的控制器采用雙環(huán)控制，直流母線電壓外環(huán)經(jīng)過PI 調節(jié)后與電網(wǎng)電壓相位相乘作為并網(wǎng)電流內環(huán)的基準值，并網(wǎng)電流經(jīng)過PI 調節(jié)后產(chǎn)生SPWM驅動信號控制逆變器的工作，控制結構如圖3所示［10］。

圖3 集中式逆變器控制結構示意圖

逆變器每工頻半周只有一個Buck 結構在工作，因此可將逆變器簡化為Buck 電路。為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，電流內環(huán)的帶寬大于直流母線電壓外環(huán)的帶寬，因此可以分別設計內環(huán)與外環(huán)，電流內環(huán)的控制框圖如圖4所示。

圖4 電流內環(huán)控制框圖

逆變器電壓環(huán)的控制框圖如圖5所示。

圖5 電壓外環(huán)控制框圖

2.2 電壓環(huán)紋波補償控制策略的設計

母線電容的100 Hz 電壓紋波會影響電流環(huán)的參考值iref，造成輸出電流THD 的增加。本研究提出了一種電壓環(huán)紋波補償?shù)目刂品椒ǎㄟ^將電壓紋波的幅值與相位補償?shù)娇刂骗h(huán)路中，減小電壓環(huán)輸出的電流參考信號幅值中的諧波含量，進而降低并網(wǎng)電流THD。

逆變器的瞬時輸出功率pout可以表示為:

式中:Ig—電網(wǎng)電流幅值，Vg—電網(wǎng)電壓幅值，ωg—電網(wǎng)電壓角頻率。

在光照不變的情況下，逆變器的輸入功率即光伏組件功率不變，忽略逆變器的損耗，則輸入功率為:

直流母線電容上的功率變化可以表示為:

電容上的功率變化造成直流母線電壓的100 Hz紋波。將直流母線電壓分解為直流量Vbus和交流紋波ΔVbus:

補償控制的原理是在控制環(huán)路中將直流母線電壓交流量ΔVbus造成的紋波消除。在任意時刻t 輸入電容上儲存能量的變化為:

將兩式合并，略去ΔVbus的二次項可得ΔVbus的近似表達式:

母線電壓直流量可由參考電壓Vref近似代替，逆變器的輸入功率Pin由輸入功率經(jīng)低通濾波得到。對電壓環(huán)進行紋波補償即在電壓環(huán)路控制中，將交流紋波分量ΔVbus過濾。直流母線電壓的加入電壓紋波補償后的電壓環(huán)控制框圖如圖6所示。

圖6 電壓環(huán)紋波補償控制

3 仿真與實驗

本研究建立了基于Plecs 的仿真平臺，并制作了一臺并聯(lián)雙Buck 逆變器樣機及3 臺串聯(lián)型優(yōu)化器樣機，對光伏逆變器控制策略進行仿真和實驗驗證。優(yōu)化器的輸入由3 臺光伏模擬器Sorensen DCS80-15E 提供。由于3 臺優(yōu)化器串聯(lián)得到的直流母線電壓較低，不足以并入220 V 交流電網(wǎng)，本研究在樣機實驗中將母線電壓調整為150 V，電網(wǎng)通過調壓器調整為有效值75 V，與逆變器的輸出端相連，系統(tǒng)的實驗參數(shù)如表1所示。

表1 系統(tǒng)實驗參數(shù)

采用傳統(tǒng)控制方法與紋波補償控制方法的仿真波形對比分別如圖7、圖8所示。直流母線電容為940 μF，系統(tǒng)的輸出功率在5 s 時刻從200 W 增加到300 W。在采用了電壓環(huán)紋波補償?shù)目刂撇呗院?，輸出電流參考值Iref上的紋波明顯減小，滿載時的YTHD由5.7%降到0.9%。

圖7 傳統(tǒng)控制方法仿真波形

圖8 紋波補償控制方法仿真波形

將直流母線電容減小到470 μF 時系統(tǒng)的仿真波形如圖9所示。在相同功率下直流母線電壓Vbus的100 Hz 紋波幅值明顯增加，電流環(huán)參考值的紋波比采用940 μF 母線電容時的紋波略有增加，并網(wǎng)電流THD為2.4%。

圖9 減小母線電容后紋波補償控制方法仿真波形

采用傳統(tǒng)控制方法與紋波補償控制方法的實驗波形對比分別如圖10、圖11所示。直流母線電容為940 μF，系統(tǒng)輸出功率300 W，采用了電壓環(huán)紋波補償后，并網(wǎng)電流的THD 從6.9%降到了2.2%。

圖10 傳統(tǒng)控制方法實驗波形

圖11 紋波補償控制方法實驗波形

電壓環(huán)紋波補償前、后并網(wǎng)電流的THD 如表2所示。由表2 可知，在將直流母線電容減小到470 μF后，采用紋波補償?shù)姆椒ㄈ钥梢詫HD 控制在3.7%左右。

表2 電壓環(huán)紋波補償控制對并網(wǎng)電流THD

綜上所述，仿真與實驗的結果均驗證了電壓環(huán)紋波補償對光伏逆變器并網(wǎng)電流THD 的抑制作用。在不增加并網(wǎng)電流THD 的條件下，可以減小直流母線電容的取值，提高系統(tǒng)可靠性，降低成本。

4 結束語

本研究對串聯(lián)型優(yōu)化器光伏系統(tǒng)中并網(wǎng)逆變器的控制策略進行了分析與設計，提出了一種電壓環(huán)紋波補償?shù)目刂品椒?。該方法在不增加額外電路的條件下，通過在控制環(huán)路中補償100 Hz 電壓紋波，可以減小電流環(huán)參考值的紋波，有效地降低并網(wǎng)電流THD。仿真與實驗結果均驗證了電壓環(huán)紋波補償控制方法的有效性。

在同樣采用電壓環(huán)紋波補償控制的情況下，本研究在仿真與實驗中還對比了不同母線電容時的并網(wǎng)電流THD。理論上該種控制方法可以消除電容取值對電流環(huán)參考幅值iref的影響，但由于控制方法中母線電壓紋波是一個近似值，受電容實際值大小、電容等效串聯(lián)電阻等參數(shù)的影響，并不能完全消除電壓環(huán)紋波的影響，減小母線電容后THD 有所增加，不過仍能得出采用電壓環(huán)紋波補償?shù)目刂品椒梢詼p小直流母線電容取值的結論。

［1］JOSHI A S，DINCER I，REDDY B V.Performance analysis of photovoltaic systems:a review［J］.Renewable and Sustainable Energy Reviews，2009，13(8):1884-1897.

［2］KASPER M，BORTIS D，KOLAR J W.Classification and comparative evaluation of PV panel-integrated DC-DC converter concepts［J］.Power Electronics，IEEE Transactions on，2014，29(5):2511-2526.

［3］WALKER G R，SERNIA P C.Cascaded DC-DC converter connection of photovoltaic modules［J］.Power Electronics，IEEE Transactions on，2004，19(4):1130-1139.

［4］WALKER G.Evaluating MPPT converter topologies using a Matlab PV model［J］.Journal of Electrical ＆ Electronics Engineering，Australia，2001，21(1):49.

［5］張 淳，潘再平.逆變電源在微網(wǎng)中的控制策略仿真研究［J］.機電工程，2013，30(4):472-475.

［6］馬 琳，金新民.無變壓器結構光伏并網(wǎng)系統(tǒng)共模漏電流分析［J］.太陽能學報，2009，30(7):883-888.

［7］ARAU＇JO S V，ZACHARIAS P，MALLWITZ R.Highly efficient single-phase transformerless inverters for grid-connected photovoltaic systems［J］.Industrial Electronics，IEEE Transactions on，2010，57(9):3118-3128.

［8］QIAN H，ZHANG J，LAI J S，et al.A high-efficiency gridtie battery energy storage system［J］.Power Electronics，IEEE Transactions on，2011，26(3):886.

［9］CHEN C W，CHEN K H，CHEN Y M.Modeling and controller design of an autonomous PV module for DMPPT PV systems［J］.Power Electronics，IEEE Transactions on，2014，29(9):4723-4732.

［10］陳瑞睿，陳輝明，王正仕.光伏發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)逆變器控制策略研究［J］.機電工程，2013，30(5):619-622.