陳　松，榮　軍(湖南理工學(xué)院信息與通信工程學(xué)院，湖南岳陽(yáng)414006)

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一種簡(jiǎn)易數(shù)字控制頻率特性測(cè)試儀的設(shè)計(jì)

陳松*，榮軍
(湖南理工學(xué)院信息與通信工程學(xué)院，湖南岳陽(yáng)414006)

摘要:設(shè)計(jì)了一個(gè)以STM32F407為控制核心的簡(jiǎn)易頻率特性測(cè)試儀系統(tǒng)，可以實(shí)現(xiàn)了在1 MHz～40 MHz頻率范圍內(nèi)，對(duì)雙端口網(wǎng)絡(luò)的幅頻和相頻特性進(jìn)行測(cè)量。利用模擬乘法器AD835和二階有源低通濾波器設(shè)計(jì)出正交解調(diào)電路，然后由高精度ADC芯片ADS1271完成模數(shù)轉(zhuǎn)換，最后由顯示模塊顯示被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的幅頻和相頻特性。通過(guò)測(cè)試，本系統(tǒng)能正確的繪制被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線，顯示其中心頻率和3 dB帶寬，并且其電壓增益精度優(yōu)于0.5 dB，相位精度優(yōu)于5°。

關(guān)鍵詞:頻率特性測(cè)試;數(shù)字控制;零中頻正交解調(diào);品質(zhì)因數(shù)

頻率特性測(cè)試儀簡(jiǎn)稱掃頻儀，用于測(cè)量二端口線性非時(shí)變網(wǎng)絡(luò)的頻率特性，也可以測(cè)量其中心頻率、帶寬、帶外衰減、增益等參數(shù)，是線性系統(tǒng)頻域測(cè)量的重要儀器之一。傳統(tǒng)的模擬式掃頻儀體積龐大且不能直接得到相頻特性，更不能保存和打印頻率特性圖，同時(shí)目前市場(chǎng)的數(shù)字頻率特性測(cè)試儀一般價(jià)格昂貴，幾千上萬(wàn)的價(jià)格對(duì)于低端應(yīng)用場(chǎng)合的用戶是很難接受的，并且硬件設(shè)計(jì)較為復(fù)雜，功耗大，很多專業(yè)功能并不常用［1－2］。為此，本文設(shè)計(jì)了一套簡(jiǎn)易便攜式數(shù)字頻率特性測(cè)試儀。該系統(tǒng)以STM32為控制核心，采用數(shù)字直接頻率合成技術(shù)專用集成芯片AD9854產(chǎn)生正交掃頻信號(hào)，實(shí)現(xiàn)掃頻信號(hào)頻率步進(jìn)可調(diào)、被測(cè)網(wǎng)絡(luò)幅頻和相頻特性曲線的繪制、以及中心頻率和帶寬等參數(shù)的測(cè)量。此外，系統(tǒng)具有良好的人機(jī)接口，其掃頻初始頻率及步進(jìn)值能通過(guò)矩陣鍵盤進(jìn)行設(shè)置，靈活性較好，同時(shí)數(shù)據(jù)和曲線的顯示采用了TFT彩色液晶屏，讀數(shù)方便，清晰美觀。是一款性價(jià)比高，且實(shí)用性比較強(qiáng)的產(chǎn)品。

1　頻率特性測(cè)試儀的系統(tǒng)方案

本系統(tǒng)以STM32F407作為控制核心，結(jié)合DDS芯片AD9854產(chǎn)生正交掃頻信號(hào);根據(jù)零中頻正交解調(diào)原理，采用乘法器AD835進(jìn)行信號(hào)相乘，LPF采用兩階有源低通濾波，ADC轉(zhuǎn)換采用ADS1271，最后信號(hào)送入STM32F40進(jìn)行幅頻特性和相頻特性的數(shù)據(jù)分析與顯示。系統(tǒng)總體框圖如圖1所示。為了便于以下的分析，其中圖1中標(biāo)示的數(shù)字符號(hào)①②③④⑤⑥分別表示:①正交信號(hào)源的I路輸出端;②正交信號(hào)源的Q路輸出端;③被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的輸出端;④I路模擬相乘測(cè)試點(diǎn);⑤Q路模擬相乘測(cè)試點(diǎn); I路濾波輸出;⑥Q路濾波輸出端。

圖1　頻率特性測(cè)試儀系統(tǒng)框圖

1.1零中頻正交解調(diào)的基本理論

傳統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)方式是無(wú)線電信號(hào)RF(射頻)進(jìn)入天線，轉(zhuǎn)換為IF(中頻)，再轉(zhuǎn)換為基帶(I、Q信號(hào))。而零中頻就是信號(hào)直接由RF變到基帶，不經(jīng)過(guò)中頻的調(diào)制解調(diào)方法［3］。而正交解調(diào)正是實(shí)現(xiàn)零中頻的一種關(guān)鍵技術(shù)。正交解調(diào)模型如圖2所示。

圖2　正交解調(diào)結(jié)構(gòu)框圖

輸入信號(hào)S(t)被分成兩路信號(hào)分別進(jìn)行處理。其中本振信號(hào)也分成兩路，對(duì)其中一路進(jìn)行90°相移，得到與另一路正交的信號(hào)。這兩路本振信號(hào)分別與S(t)的兩路信號(hào)進(jìn)行運(yùn)算，得到兩路正交的信號(hào)，即I路和Q路信號(hào)，緊接著分別對(duì)兩路正交信號(hào)進(jìn)行低通濾波，然后對(duì)這兩路正交信號(hào)進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，得到數(shù)字域的I/Q信號(hào)，再根據(jù)具體的調(diào)制信息進(jìn)行相應(yīng)的解調(diào)，得到所需的基帶信號(hào)。不但能得到信號(hào)的復(fù)包絡(luò)，而且方便地獲得了信號(hào)的幅度和相位信息［4］。

1.2測(cè)量公式的推導(dǎo)

如圖1所示，設(shè)掃頻信號(hào)源(AD9854)輸出端①和②的正交信號(hào)分別為:

式中:ui1經(jīng)被測(cè)網(wǎng)絡(luò)后輸出信號(hào)③可表示

式中:A'代表被測(cè)網(wǎng)絡(luò)對(duì)信號(hào)的幅度影響，φ代表被測(cè)網(wǎng)絡(luò)對(duì)信號(hào)的相位影響。

①和③兩路信號(hào)送入上支路乘法器(AD835)進(jìn)行相乘，而輸出信號(hào)④為

②和③兩路信號(hào)送入下支路乘法器(AD835)進(jìn)行相乘，而輸出信號(hào)⑤為

輸出信號(hào)④經(jīng)上支路低通濾波器(LPF)濾波后，其中高頻成分被濾除，僅輸出低頻分量，故⑥點(diǎn)信號(hào)可表示為

同理，下支路LPF輸出⑦點(diǎn)信號(hào)可表示為

由式(6)和式(7)可見，經(jīng)過(guò)零中頻正交解調(diào)，就可得到I和Q兩路信號(hào)。由上可見，uI與uQ中均包含了被測(cè)網(wǎng)絡(luò)對(duì)信號(hào)的附加幅度衰減A'和附加相移φ信息。將⑥點(diǎn)信號(hào)與⑦點(diǎn)信號(hào)分別平方后相加，即可求出A'為

所以被測(cè)網(wǎng)絡(luò)增益為

式(9)和式(10)分別表示了點(diǎn)頻工作時(shí)的幅度及相位，以掃頻方式改變掃頻源頻率，即可得到被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性曲線。由此即可編制算法程序，由主控完成幅頻特性和相頻特性的計(jì)算與顯示。

被測(cè)網(wǎng)絡(luò)相移為

2　頻率特性測(cè)試儀硬件電路設(shè)計(jì)

2.1電源和時(shí)鐘電路設(shè)計(jì)

系統(tǒng)供電和系統(tǒng)時(shí)鐘對(duì)整個(gè)電路能否正常穩(wěn)定的工作起著關(guān)鍵性作用，因此應(yīng)優(yōu)先分析系統(tǒng)功耗，選擇合理的供電方案;在PCB布局中也應(yīng)優(yōu)先考慮兩者的位置，減少電源噪聲，抑制時(shí)鐘信號(hào)的高頻干擾。由于AD9854采用3.3 V單電源供電，其電源引腳分為模擬電源AVDD和數(shù)字電源DVDD兩種類型，整個(gè)芯片的最大功耗4.06 W。因此系統(tǒng)采用兩片輸出電流最大為1 A的線性電源NCV1117進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換，把5 V轉(zhuǎn)換為3.3 V，分別為AD9854芯片的模擬部分和數(shù)字部分提供電源［5］，如圖3所示。

2.2濾波及放大電路設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)要求掃頻信號(hào)頻率范圍為1 MHz～40 MHz，為保證輸出信號(hào)的幅度平坦度，折衷選取平坦濾波器—巴特沃斯濾波器，其濾波器的參數(shù)設(shè)置為100 MHz七階低通濾波器。同樣的為保證輸出信號(hào)的平坦度，系統(tǒng)采用了一款具有高達(dá)6 500 V/μs的轉(zhuǎn)換速率、420 MHz的－3 dB帶寬和良好的帶內(nèi)平坦度、在110 MHz時(shí)增益僅下降0.1 dB的高速電流反饋放大器THS3001，同時(shí)進(jìn)行阻抗匹配，設(shè)計(jì)其輸出阻抗為50 Ω［6］。濾波與放大電路圖如圖4所示。

圖3　AD9854供電電路圖

圖4　濾波與放大電路圖

2.3零中頻正交解調(diào)電路設(shè)計(jì)

根據(jù)圖2所示的正交解調(diào)結(jié)構(gòu)框圖知，零中頻正交解調(diào)電路主要由模擬乘法器和低通濾波器構(gòu)成。由上面的理論分析知，系統(tǒng)需要測(cè)量相乘并濾波后的隨頻率變化的直流分量，而這個(gè)直流分量是mV級(jí)的，因此要求模擬乘法器具有極低的相乘噪聲，以及在系統(tǒng)要求的帶寬內(nèi)具有良好的線性度，同樣的也要求低通濾波器具有極低的濾波噪聲。本設(shè)計(jì)采用AD835作為正交解調(diào)的模擬乘法器，以NE5532構(gòu)成低通濾波器，可以滿足上述性能要求。下面分別闡述其硬件電路設(shè)計(jì)。首先是模擬乘法模擬電路的設(shè)計(jì)，AD835是一款電壓輸出型四象限模擬乘法器，帶寬高達(dá)250MHz，很適合寬帶正交解調(diào)應(yīng)用。由于片內(nèi)電路的優(yōu)化和帶隙電壓基準(zhǔn)的使用，AD835的輸出噪聲典型值僅為，保證了相乘信號(hào)盡可能小的失真。另外，AD835需要的外圍電路非常少，配置相當(dāng)方便，其基本連接電路如圖5所示［7］。

系統(tǒng)掃頻信號(hào)頻率范圍為1 MHz～40 MHz，根據(jù)式(4)和式(5)可知，乘法器之后的低通濾波器需將的信號(hào)濾掉，同時(shí)無(wú)失真地保留隨掃頻信號(hào)頻率變化的低頻信號(hào)，此處可以設(shè)計(jì)一個(gè)截止頻率為1 kHz的二階有源低通濾波器，在實(shí)際電路設(shè)計(jì)過(guò)程中，采用高性能低噪聲雙運(yùn)算放大器NE5532搭建截止頻率為1 kHz的二階有源低通濾波器。電路原理圖如圖6所示［8］。

圖5　AD835構(gòu)成的模擬乘法器電路圖

圖6　NE5532構(gòu)成的二階低通濾波器電路圖

2.4高精度ADC電路設(shè)計(jì)

根據(jù)前面的理論分析，濾波后直流信號(hào)變化范圍在幾十μV到幾百mV之間變化，同時(shí)要達(dá)到電壓

2.5標(biāo)準(zhǔn)被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的電路設(shè)計(jì)

由于系統(tǒng)需要進(jìn)行誤差分析和誤差矯正，因此需要設(shè)計(jì)各種不同標(biāo)準(zhǔn)被測(cè)網(wǎng)絡(luò)以方便后期調(diào)試和測(cè)試。這里以RLC串聯(lián)諧振回路為例簡(jiǎn)述其設(shè)計(jì)過(guò)程。這里設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)被測(cè)網(wǎng)絡(luò)是中心頻率為20 MHz的RLC串聯(lián)諧振回路，串聯(lián)諧振回路主要參數(shù)可表示為:

諧振頻率:

品質(zhì)因數(shù):增益0.1 dB，相移0.1°測(cè)量分辨率，則需要前端的電壓測(cè)量達(dá)到μV級(jí)分辨率。這就要求ADC極高的測(cè)量精度和信噪比，為此本系統(tǒng)采用了ADS1271，它是24位Delta-Sigma型工業(yè)級(jí)ADC［8］，ADS1271內(nèi)部具有一個(gè)Delta-Sigma調(diào)制器，后面連接一個(gè)可編程數(shù)字濾波器。調(diào)制器使用差分參考電壓VREF=(VREFPVREFN)來(lái)測(cè)量差分輸入VIN=(AINP－AINN)。數(shù)字濾波器收到調(diào)制器傳來(lái)的信號(hào)并進(jìn)行低噪聲的數(shù)字輸出。其硬件設(shè)計(jì)重點(diǎn)在參考電壓、系統(tǒng)時(shí)鐘和單端輸入的信號(hào)接口電路的設(shè)計(jì)上。本設(shè)計(jì)參考電壓由精密微功耗并聯(lián)電壓基準(zhǔn)芯片LM4040－N和NE5532低噪聲運(yùn)放構(gòu)成，為ADS1271提供2.5 V的參考電壓;時(shí)鐘由24 MHz有源晶振提供;接口電路則參考數(shù)據(jù)手冊(cè)典型電路設(shè)計(jì)，由全差動(dòng)I/O音頻放大器OPA1632構(gòu)成［9］。其主電路原理圖如圖7所示。

通頻帶:

依照設(shè)計(jì)要求，此處設(shè)計(jì)的RLC串聯(lián)諧振回路元件參數(shù)為:R取108.2 Ω，L取3.39 μH，C取18 pF。另外，被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的接入必須滿足阻抗匹配要求。輸入阻抗匹配是通過(guò)一個(gè)50 Ω電阻串聯(lián)RLC到地，RLC直接接入AD835，由于AD835的輸入阻抗為100 kΩ，故可近似的認(rèn)為輸入阻抗為50 Ω。50 Ω輸出阻抗通過(guò)在THS3001之后串聯(lián)一個(gè)50 Ω電阻來(lái)實(shí)現(xiàn)。電路如圖8所示。

圖7　ADS1271高精度采樣電路圖

圖8　RLC串聯(lián)被測(cè)網(wǎng)絡(luò)與匹配電路圖

3　頻率特性測(cè)試儀軟件程序設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)軟件部分主要完成以下工作:①控制正交信號(hào)源輸出點(diǎn)頻正交信號(hào)和掃頻正交信號(hào);②根據(jù)ADC轉(zhuǎn)換后的I、Q數(shù)字信號(hào)，計(jì)算待測(cè)網(wǎng)絡(luò)的電壓增益和相位;③在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)繪制、顯示幅頻特性和相頻特性曲線。其總體軟件流程圖如圖9所示。

圖9　總體軟件流程圖

3.1 ADS1271的控制程序設(shè)計(jì)

ADS1271的通信接口只支持SPI以及幀同步傳輸，不支持并口。因此本系統(tǒng)將STM32主控的一個(gè)硬件SPI配置成主設(shè)備模式與其通信，當(dāng)ADS1271數(shù)據(jù)采用完成時(shí)DRDY將變?yōu)榈碗娖?，觸發(fā)STM32產(chǎn)生中斷，進(jìn)入中斷后STM32啟動(dòng)數(shù)據(jù)讀取操作，當(dāng)數(shù)據(jù)讀取完后DRDY又恢復(fù)到高電平，如此反復(fù)進(jìn)行。當(dāng)STM32中斷服務(wù)程序讀取一定數(shù)量的采樣值后，就會(huì)產(chǎn)生一次采樣完成信號(hào)量，通知主程序可以進(jìn)行數(shù)據(jù)的數(shù)字濾波、電壓增益和相移的求取以及電壓增益和相移顯示或幅頻特性曲線的描繪工作了，采集流程圖如圖10［10］所示。

圖10　數(shù)據(jù)采集流程圖

3.2圖形顯示界面設(shè)計(jì)

圖形顯示界面根據(jù)功能設(shè)計(jì)了4個(gè)工作界面分別是:正交信號(hào)源鍵控輸出界面、掃頻輸出設(shè)置界面、點(diǎn)頻測(cè)量界面和幅頻特性曲線繪制界面。界面與界面之間由功能選擇鍵進(jìn)行靈活切換。其中正交信號(hào)源鍵控輸出界面比較簡(jiǎn)單，主要顯示當(dāng)前信號(hào)源的輸出頻率，頻率值可由鍵盤進(jìn)行設(shè)置，設(shè)置方式有兩種:步進(jìn)方式分為10 kHz、100 kHz和1 MHz 3個(gè)檔位，這是一種便捷快速的設(shè)置方式;數(shù)字鍵直接輸入方式，這種方式可精確的設(shè)置輸出頻率。兩種方式各有優(yōu)勢(shì)，結(jié)合在一起便可使用戶更加靈活快速進(jìn)行參數(shù)的設(shè)置。其界面如圖11所示。

掃頻輸出設(shè)置界面，主要設(shè)置掃頻輸出的起始、終止和步進(jìn)頻率，如圖12所示。

點(diǎn)頻測(cè)量界面，主要功能是測(cè)量單頻點(diǎn)的測(cè)量電壓增益和相移，如圖13所示。

幅頻特性曲線繪制界面，則顯示了被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線和相頻特性曲線，并在坐標(biāo)的上面顯示了中心頻率和－3dB帶寬，由于采用250×200的像素同時(shí)顯示幅度和相位曲線，不足以完整顯示曲線，因此系統(tǒng)增加了對(duì)曲線進(jìn)行線性壓縮和放大的功能，以完整光滑的顯示曲線。如圖14所示。

圖11　正交信號(hào)源鍵控輸出界面

圖12　掃頻輸出設(shè)置界面

圖13　點(diǎn)頻測(cè)量界面

圖14　幅頻特性曲線繪制界面

4　實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

4.1技術(shù)指標(biāo)

正交掃頻信號(hào)源技術(shù)指標(biāo):頻率范圍為1 MHz～40 MHz，頻率穩(wěn)定度≤10－4;頻率可設(shè)置，最小設(shè)置單位100 kHz;正交信號(hào)相位差誤差的絕對(duì)值≤5°，幅度平衡誤差的絕對(duì)值≤5%。信號(hào)電壓的峰峰值≥1V，幅度平坦度≤5%;可掃頻輸出，掃頻范圍及頻率步進(jìn)值可設(shè)置，最小步進(jìn)100 kHz。點(diǎn)頻測(cè)量技術(shù)指標(biāo):幅頻測(cè)量誤差的絕對(duì)值≤0.5 dB，相頻測(cè)量誤差的絕對(duì)值≤5°;數(shù)據(jù)顯示的分辨率:電壓增益0.1 dB，相移0.1°。掃頻測(cè)量技術(shù)指標(biāo):顯示幅頻特性曲線和相頻特性曲線，要求具有電壓增益、相移和頻率坐標(biāo)刻度;顯示其中心頻率和－3 dB帶寬，頻率數(shù)據(jù)顯示的分辨率為100 kHz。測(cè)試系統(tǒng)采用的測(cè)試儀器為:FLUKE 17B數(shù)字萬(wàn)用表、RIGOL DS6064數(shù)字存儲(chǔ)示波器和AV3296A一體化矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀。制作的簡(jiǎn)易數(shù)字控制頻率特性測(cè)試儀實(shí)物圖如圖15所示。

圖15　頻率特性測(cè)試儀系統(tǒng)實(shí)物圖

4.2測(cè)量結(jié)果及分析

正交掃頻信號(hào)源輸出若干點(diǎn)頻信號(hào)，用示波器測(cè)量比較各觀測(cè)點(diǎn)頻率正交信號(hào)的相位誤差絕對(duì)值，同時(shí)比較正交信號(hào)的幅度平衡誤差。測(cè)量結(jié)果如表1所示，各觀測(cè)頻率點(diǎn)的相位誤差絕對(duì)值≤5°，幅度平衡誤差≤5%，達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。

表1　正交信號(hào)相位誤差和幅度平衡誤差測(cè)量

正交掃頻信號(hào)源輸出若干點(diǎn)頻信號(hào)，用示波器測(cè)量各觀測(cè)點(diǎn)頻率信號(hào)的電壓幅度峰峰值，并根據(jù)測(cè)試數(shù)據(jù)計(jì)算得到輸出信號(hào)幅度平坦度。測(cè)量結(jié)果如表2所示，各觀測(cè)頻率點(diǎn)的電壓幅度峰峰值≥1 V，輸出信號(hào)幅度平坦度幅度≤5%，達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。

表2　正交信號(hào)電壓的峰峰值和幅度平坦度測(cè)量

設(shè)定正交掃頻信號(hào)源不同的掃頻輸出范圍，按照100 kHz步進(jìn)頻率進(jìn)行掃頻輸出，用示波器測(cè)量各次掃頻輸出的10次掃頻時(shí)間再求平均值。測(cè)量結(jié)果如表3所示，信號(hào)源可設(shè)置不同的掃頻范圍以及頻率步進(jìn)值，最小頻率步進(jìn)達(dá)到100 kHz，一次掃頻時(shí)間均≤2 s，達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。

采用本頻率特性測(cè)試儀測(cè)量待測(cè)網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性，然后將結(jié)果與矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(AV3296A)的測(cè)量結(jié)果進(jìn)行比較分析。測(cè)量結(jié)果如表4和表5所示，各觀測(cè)頻點(diǎn)幅頻測(cè)量誤差的絕對(duì)值均小于0.5 dB，相頻測(cè)量誤差的絕對(duì)值均≤5°，達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。

表3　掃頻范圍和掃頻時(shí)間測(cè)量

表4　幅頻測(cè)量

表5　相頻測(cè)量

分別采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(AV3296A)和本頻率特性測(cè)試儀對(duì)自制的標(biāo)準(zhǔn)被測(cè)RLC串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行線性掃頻測(cè)試，然后比對(duì)測(cè)試結(jié)果。測(cè)量結(jié)果如表6所示，該諧振回路中心頻率為19.617 MHz，誤差的絕對(duì)值≤5%，有載品質(zhì)因數(shù)為3.848，誤差的絕對(duì)值≤5%，有載最大電壓增益≥－1 dB，頻率特性測(cè)試儀各項(xiàng)指標(biāo)均達(dá)到預(yù)期的設(shè)計(jì)要求。

表6　被測(cè)網(wǎng)絡(luò)參數(shù)測(cè)量比較

5　結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一個(gè)簡(jiǎn)易頻率特性測(cè)試儀，系統(tǒng)的設(shè)計(jì)過(guò)程為:系統(tǒng)的方案論證、核心器件的選型、模塊化的硬件設(shè)計(jì)、系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)和系統(tǒng)的綜合調(diào)試。從對(duì)本系統(tǒng)的各類指標(biāo)測(cè)試可知，其正交掃頻信號(hào)源各項(xiàng)性能達(dá)到或超過(guò)了設(shè)計(jì)要求，頻率特性測(cè)試儀各項(xiàng)功能和測(cè)試精度均滿足設(shè)計(jì)要求，可顯示被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的中心頻率和－3 dB帶寬，可掃頻測(cè)量和顯示被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線及相頻特性曲線。并且根據(jù)按鍵的不同選擇實(shí)現(xiàn)相應(yīng)功能，如點(diǎn)頻測(cè)量、掃頻測(cè)量等，并且能夠?qū)μ匦郧€進(jìn)行靈活的放大和縮小，人機(jī)交互友好，界面顯示美觀。本設(shè)計(jì)大部分采用了現(xiàn)代的集成電路構(gòu)成系統(tǒng)的主要組成部分，巧妙設(shè)計(jì)了高頻信號(hào)變換到低頻信號(hào)的變換電路，省掉去較為復(fù)雜的高頻幅度檢測(cè)和相位檢測(cè)電路，在同時(shí)兼顧性能和指標(biāo)的基礎(chǔ)之上，研制出了成本低、功耗低和體積小的簡(jiǎn)易全數(shù)字式頻率特性分析儀，十分具有應(yīng)用價(jià)值。

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陳　松(1973－)，男，漢族，湖南平江人，碩士，講師，湖南理工學(xué)院信息與通信工程學(xué)院，主要從事學(xué)生課外科技活動(dòng)和組織工作，296063370@qq.com。

Regenerative Braking System of Electric Vehicle Based on Fuzzy Control*

ZHANG Keling，QIAN Xiangzhong*
(Wenzhou University Physics and Electronic Information，Wenzhou Zhejiang 325035 China)

Abstract:To improve energy usage efficiency and prolong the driving distance of electric vehicles(EVs)under the condition of ensuring braking quality，a creative regenerative braking system(RBS)is presented.The RBS is adapted to brushless DC(BLDC)motor，and it emphasizes on the distribution of the braking force，as well as BLDC motor control.BLDC motor control utilizes the traditional PID control and the distribution of braking force adopts fuzzy logic control.Because the fuzzy reasoning is slower than PID control，the braking torque can be real-time controled by PID control.The simulation results are showed by analyzing battery state of charge(SOC)，braking force and DC bus current under the environment of MATLAB and SIMULINK.The simulation results verified that the proposed method is realizable for practical implementation.

Key words:electric vehicles; regenerative braking system; fuzzy control; PID control; brushless DC motor

doi:EEACC:852010.3969/j.issn.1005－9490.2015.04.032

收稿日期:2014－09－28修改日期:2014－10－20

中圖分類號(hào):TN741

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1005－9490(2015)04－0868－08