基于虛擬磁鏈定向的并聯(lián)型整流器控制方法

馬　黎,蘭森林,魏　力,朱修敏

(西華大學(xué) 電氣與電子信息學(xué)院,成都 610039)

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●電網(wǎng)設(shè)備●

基于虛擬磁鏈定向的并聯(lián)型整流器控制方法

馬黎,蘭森林,魏力,朱修敏

(西華大學(xué) 電氣與電子信息學(xué)院,成都 610039)

為解決整流器并聯(lián)產(chǎn)生的環(huán)流而導(dǎo)致并聯(lián)系統(tǒng)的能量損耗增加,交流側(cè)電流的畸變升高,功率因數(shù)下降,器件的壽命降低等問題,利用虛擬磁鏈定向的矢量控制方法建立了新的系統(tǒng)模型,并且采用零序向量前饋控制策略對并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流進行控制,不僅使并聯(lián)系統(tǒng)獲得了無網(wǎng)壓傳感器整流器的優(yōu)點,而且與傳統(tǒng)并聯(lián)型整流器相比增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。仿真結(jié)果驗證了這種控制方法的可行性和有效性。

整流器并聯(lián);環(huán)流控制;虛擬磁鏈;零序向量前饋控制

并聯(lián)型整流器因具有電網(wǎng)側(cè)無諧波污染、單位功率因數(shù)、高容量以及功率控制系統(tǒng)的高穩(wěn)定性、高效率等特點,得到了廣泛應(yīng)用[1-4]。而并聯(lián)系統(tǒng)能否進行控制的關(guān)鍵在于其環(huán)流值的大小是否限制在允許值范圍內(nèi)。由于環(huán)流會增加并聯(lián)系統(tǒng)的能量損耗,降低系統(tǒng)的效率和功率因數(shù),因此使網(wǎng)側(cè)電流發(fā)生了畸變,減少了開關(guān)管的使用壽命。環(huán)流抑制的方法有:耦合電感法,優(yōu)點是能夠較好地抑制高頻零序環(huán)流,但難以對低頻環(huán)流取得較好的效果;相間阻抗法,雖然能夠減小環(huán)流,但是也浪費了大量的能量;隔離變壓器法,雖然切斷了零序環(huán)路,從根本上避免了環(huán)流的產(chǎn)生,但是也有體積大、成本高、不利于實際運用的缺點;外加調(diào)節(jié)器法和對共模差模電流抑制的方法,雖然在理論上能夠得到很好的效果,但是也使得控制系統(tǒng)變得格外復(fù)雜,從而限制其實際應(yīng)用[5-6]。為了能夠既滿足能量損耗小且控制系統(tǒng)更為簡單的要求,本文借鑒了帶寬擴展思想在抑制環(huán)流中的應(yīng)用,通過減少0軸電流環(huán)的帶寬,來使系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)變慢,抑制環(huán)流,反之亦然[7]。

電動汽車和直流微網(wǎng)促使了中、大功率并聯(lián)系統(tǒng)整流器的廣泛應(yīng)用,但是目前并聯(lián)系統(tǒng)中普遍存在著傳感器過多的缺點,這對整流器的成本控制和并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)定性都會產(chǎn)生不利的影響。為解決此問題,本文提出把網(wǎng)側(cè)無電壓傳感器的方法應(yīng)用到并聯(lián)系統(tǒng)中[8-10]。

基于上述,本文分別建立了并聯(lián)系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型和零序環(huán)流數(shù)學(xué)模型,并對采用的抑制零序環(huán)流控制方法進行仿真驗證。

1　整流器并聯(lián)系統(tǒng)建模

1.1并聯(lián)系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型的建立

兩個電壓型PWM整流器組合成一個并聯(lián)系統(tǒng),如圖1所示。

ea、eb、ec—三相對稱的電網(wǎng)電壓;L1、L2—整流器1和整流器2的濾波電感;Rs1、Rs2—線路電阻;Umx(m=a、b、c為相數(shù))—交流側(cè)電壓;C—直流側(cè)電容;RL—負(fù)載。

圖1三相PWM整流器并聯(lián)結(jié)構(gòu)圖

Fig.1Parallel structure of three phase PWM rectifier

利用基爾霍夫電壓電流定律建立了并聯(lián)整流器的空間狀態(tài)方程。并聯(lián)系統(tǒng)中的環(huán)流可以被定義為

izx=iax+ibx+icx

式中:x=1、2,代表整流器的編號。

并聯(lián)系統(tǒng)在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

通過坐標(biāo)變換,則變換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系dq下的數(shù)學(xué)模型為

(1)

將式(1)左右分別乘上ed,且將并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時iq=0帶入上式(1),然后化簡可以得到

(2)

并聯(lián)系統(tǒng)的狀態(tài)方程為

(3)

式中:Le=Lx/ed,Re=Rsx,usd和usq是d、q軸向的電壓分量。

在并聯(lián)系統(tǒng)中,分析其環(huán)流路徑,由基爾霍夫電壓電流定律可以得到零序環(huán)流的數(shù)學(xué)模型為

式中,Δdz=dz1-dz2。

1.2功率估計和磁鏈估計

在DPC控制策略中,瞬時功率估算通常在兩相靜止αβ坐標(biāo)系下進行。在并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時,由于相應(yīng)磁鏈幅值的變化率為零,即dψm/dt=0,則瞬時功率表達(dá)式可簡化為

式中:ψm為虛擬磁鏈?zhǔn)噶喀椎姆?ω為電網(wǎng)基波角頻率。

通過坐標(biāo)變換,可以得到式(3)中有功功率和無功功率p、q的計算式為

在圖1中,借鑒交流電機磁鏈觀測的方法來觀測虛擬電網(wǎng)磁鏈。在并聯(lián)系統(tǒng)中的網(wǎng)側(cè)電壓相當(dāng)于三相交流電機的反電動勢,網(wǎng)側(cè)電感相當(dāng)于電機繞組的漏感,等效電阻相當(dāng)于電機繞組的電阻。則兩相靜止坐標(biāo)系下的磁鏈估計計算式為

(4)

式中:uαx、uβx為VSR輸出電壓矢量αβ軸的分量。顯然,uαx、uβx可由VSR的直流側(cè)電壓udc和相應(yīng)開關(guān)函數(shù)Sax、Sbx、Scx調(diào)制而成,即

式中:Sax、Sbx、Scx分別為A、B、C三相對應(yīng)的開關(guān)函數(shù)。

利用式(4)進行磁鏈估算,因存在積分運算,故會對誤差進行累積,最終必將會對系統(tǒng)進行嚴(yán)重的干擾,所以克服積分漂移問題尤為重要。本文借鑒改進虛擬磁鏈觀測器來克服磁鏈的積分漂移問題。依靠帶飽和限幅反饋環(huán)節(jié)的積分器來代替純積分環(huán)節(jié),如圖2所示。

圖2　帶飽和限幅反饋環(huán)節(jié)的磁鏈觀測器

控制思想為當(dāng)積分輸出值小于限幅值ψmax時,磁鏈觀測器相當(dāng)于對uα的純積分;當(dāng)積分輸出值大于限幅值ψmax時,則磁鏈觀測器的輸出被限定為最大值。若輸入信號反向則輸出信號與之前一樣變化,最終達(dá)到克服磁鏈積分漂移的目的。

則磁鏈觀測器的輸出為(以α軸分量為例)

2　零序環(huán)流的抑制

本文研究兩個電壓型PWM整流器的并聯(lián),并聯(lián)系統(tǒng)共用一個電壓外環(huán),每一個并聯(lián)模塊都有各自的功率內(nèi)環(huán)控制回路,其控制框圖如圖3所示。

圖3　并聯(lián)整流器的控制框圖

由式(2),令

則功率內(nèi)環(huán)的控制框圖如圖4所示,穩(wěn)態(tài)時電網(wǎng)電壓的d軸分量是不變的,可以取ed=311 V。

圖4　功率內(nèi)環(huán)控制框圖

當(dāng)并聯(lián)系統(tǒng)存在環(huán)流時,環(huán)流流經(jīng)整流器1、整流器2與線路阻抗構(gòu)成閉合回路。所以一般只需要控制其中一個整流器就能夠達(dá)到抑制環(huán)流的目的。對整流器2中傳統(tǒng)SVPWM信號進行改進,如圖5所示。

圖5　整流器2中SVPWM一個周期內(nèi)的信號分布圖

非零向量的占空比為d1和d2,則零向量的占空比d0=1-d1-d2。在每個控制周期內(nèi)的控制向量Us由兩個非零向量Ui(i=1,2,3,4,5,6)和兩個零向量Uj(j=0,7)合成,如圖6所示。

圖6　控制電壓矢量與基準(zhǔn)電壓矢量圖

引入了控制變量y對整流器2中的零序電壓向量占空比進行控制,通過改變Δdz的值來改變零序電壓的大小,進而控制零序環(huán)流的大小。

整流器2零序環(huán)流的占空比為

則并聯(lián)系統(tǒng)零序環(huán)流表達(dá)式為

零序環(huán)流的控制模型可以表示為

借鑒把帶寬擴展應(yīng)用到零序環(huán)流控制中的思想,當(dāng)Δdz減小時會使得零序電流環(huán)的帶寬減小,會使得PI控制器的動態(tài)響應(yīng)變慢,進而使得環(huán)流的抑制效果減弱。所以需估計出一個合適的Δdz,讓環(huán)流影響降到最低,同時零軸電流環(huán)的帶寬值合適,讓系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)最優(yōu)。在考慮系統(tǒng)的采樣延遲和響應(yīng)延遲后,零序電流環(huán)控制系統(tǒng)的簡化模型如圖7所示。

圖7　基于傳統(tǒng)PI控制思想的零序反饋控制策略

則零序反饋控制變量可以被表示為

3　仿真結(jié)果及分析

在SIMIULINK中搭建仿真模型進行實驗驗證,對比引入變量y進行校正前后零序環(huán)流的波形圖。仿真中,網(wǎng)側(cè)三相對稱電壓的有效值為220 V,電感參數(shù)L1=6 mH,L2=5.4 mH,寄生電阻Rs1=0.5 Ω,Rs2=0.7 Ω,直流側(cè)電容C=2200 μF,負(fù)載R=15 Ω。校正前后零序環(huán)流波形圖如圖8所示。

從圖8可以看到：在0.2 s之前的零序環(huán)流波形是沒有經(jīng)過采用零序環(huán)流抑制策略進行控制的,零序環(huán)流總體上呈正弦波動,且包含有一系列的雜波,峰值為25 A；在0.2 s時刻加入零序環(huán)流控制策略,零序環(huán)流經(jīng)過一個短暫的上升后,在0.02 s以內(nèi)就被削減到0上下。分析波形的變化可以知,整流器因為參數(shù)的不同或是控制信號的不同步,會導(dǎo)致Δdz的值變大,進而導(dǎo)致零序環(huán)流的值很大。當(dāng)控制系統(tǒng)減少了0軸電流環(huán)的帶寬時,就會使得Δdz的影響減弱甚至消除,從而達(dá)到環(huán)流抑制的目的。并聯(lián)系統(tǒng)有功功率和無功功率波形圖如圖9所示。

圖8　校正前后零序環(huán)流波形圖

圖9　并聯(lián)系統(tǒng)有功功率和無功功率波形圖

從圖9可以看到,在0.3 s時,并聯(lián)系統(tǒng)的負(fù)載突然增加,直流側(cè)并聯(lián)電阻Rd=30 Ω。0.3 s前系統(tǒng)的有功功率約為23 kW,0.3 s時刻突然增加負(fù)載,并聯(lián)系統(tǒng)經(jīng)過0.02 s的調(diào)整后,有功功功率穩(wěn)定在35 kW左右，無功功率基本都在0 Var上下波動。

計算的磁鏈克服了積分漂移之后,以ψα為橫軸ψβ為縱軸可以畫出穩(wěn)態(tài)時的虛擬磁鏈圓,如圖10所示。

圖10　穩(wěn)態(tài)時的虛擬磁鏈圓

穩(wěn)態(tài)時A相電壓電流波形圖和在0.4 s時刻對A相電流進行FFT分析如圖11所示。

圖11　穩(wěn)態(tài)時a相電壓電流波形圖和0.4 s時刻a相電流FFT分析

由仿真圖11可知,A相電流幅值從75 A增加到了107 A,直流側(cè)電壓在經(jīng)過了0.05 s后穩(wěn)定在了600 V,如圖12所示。

圖12　直流側(cè)輸出電壓波形圖

從圖12可以看到,此并聯(lián)系統(tǒng)具有很好的動態(tài)性能和直流穩(wěn)壓性能。

4　結(jié)　論

本文把帶寬擴展思想運用到改進型的空間矢量控制中,取得了很好的環(huán)流抑制效果。把無網(wǎng)壓傳感器控制方法應(yīng)用到現(xiàn)有的整流器并聯(lián)系統(tǒng)中,解決了目前并聯(lián)系統(tǒng)中傳感器過多的缺點,并且節(jié)約了成本。通過詳細(xì)的理論分析和仿真驗證,證明了本文所提出的改進型控制方法的正確性和有效性。

[1] 劉紅昌. 電壓型PWM整流器并聯(lián)方法的研究[D]. 北京:華北電力大學(xué), 2013.

LIU Hongchang. Research on the parallel method of voltage source PWM rectifier[D]. Beijing: NCEPU, 2013.

[2] 肖雄,張勇軍,王京,等. 基于全響應(yīng)功率補償?shù)碾妷盒蚉WM整流器直接功率控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2015, 30(4):

119-126.

XIAO Xiong, ZHANG Yongjun, WANG Jing. Direct power control under three phase boost type pwm rectifiers based on power compensation of complete response[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(4): 119-126.

[3] 吳鳳江,汪之文,孫力. PWM整流器的改進虛擬磁鏈定向矢量控制[J]. 電機與控制學(xué)報, 2008, 12(5): 504-508.

WU Fengjiang, WANG Zhiwen, SHUN Li. Improved virtual flux oriented vector control of pwm rectifier[J]. Electric Machines And Control, 2008, 12(5): 504-508.

[4] 王政,鄭楊,張兵,等. 并聯(lián)逆變器饋電PMSM調(diào)速系統(tǒng)諧波和環(huán)流控制[J]. 電機與控制學(xué)報, 2014, 18(12): 64-71.

[5] HOU C G.A multicarrier PWM for parallel three-phase active front-end converters[J].IEEE Trans. Power Electron., 2011,28(6): 2753—2759.

[6] PAN C T, LIAO Y H.Modeling and coordinate control of circulating currents in parallel three-phase boost rectifiers[J].IEEE Trans. Ind. Electron., 2007,54(2):825—838.

[7] GUANG Z X.Deadbeat control strategy of circulating currentsin parallel connection system of three-phase PWM converter[J].IEEE Trans. Ind. Electron.,2014,29(2):406-417.

[8] 趙仁德,賀益康. PWM整流器虛擬電網(wǎng)磁鏈定向矢量控制仿真研究[J]. 電力系統(tǒng)及其自動化學(xué)報, 2005, 17(5): 94-98.

ZHAO Rende, HE Yikang. Simulation study on the virtual line flux oriented vector control of the pwm rectifier[J]. Proceedings of The Electric Power System And Automation, 2005, 17(5): 94-98.

[9] 鄭征,景小萍. 虛擬磁鏈定向的PWM整流器矢量控制研究[J]. 電氣傳動, 2011, 41(1): 40-43.

ZHENG Zheng, JING Xiaoping. Research for virtual flux oriented vector control of pwm rectifier[J]. Electric Drive, 2011, 41(1): 40-43.

[10] 張穎超,趙爭鳴,魯挺,等. 固定開關(guān)頻率三電平PWM整流器直接功率控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2008, 23(6): 76-80,

86.

ZHAO Yingchao, ZHAO Zhengming, LU Ting, et al. Direct power control with constant switching frequency for three-level pwm rectifier[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(6): 76-80, 86.

(責(zé)任編輯侯世春)

Parallel Rectifier control method based on virtual flux orientation

MA Li, LAN Senlin, WEI Li, ZHU Xiumin

(College of Electrical and Electronic Information Engineering,Xihua University, Chengdu 610039, China)

The circulation generated by the paralleled rectifier will lead to energy loss in parallel system, the increase of the AC side current distortion, the drop power factor, and the reduction of the life of the device, and so on. In order to solve the problem, this paper utilized the vector control based on virtual flux orientation to establish a new model, and adopted zero-sequence vector feedforward control strategy to control the system circulation. The control method not only inherits the advantages of the parallel system without the network pressure sensor rectifier, but increases the stability of the system compared with the conventional paralleled rectifier. The simulation verifies its feasibility and effectiveness.

paralleled rectifier; circulation control; virtual flux; zero-sequence vector feedforward control

2016-01-27。

馬黎 (1992—)，女，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。

TM461

A

2095-6843(2016)04-0318-05