基于柵極電感反饋的CMOS差分Vacker VCO設(shè)計(jì)*

羅永剛

(山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院,山東 淄博 255049)

基于柵極電感反饋的CMOS差分Vacker VCO設(shè)計(jì)*

羅永剛*

(山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院,山東 淄博 255049)

提出了一種基于柵極電感反饋的Vacker壓控振蕩器(VCO),該結(jié)構(gòu)能夠改善電路的負(fù)阻抗,進(jìn)而使得電路易于起振。對(duì)晶體管的負(fù)載效應(yīng)和振幅穩(wěn)定性的分析表明,該Vacker VCO相比較于Colpitts VCO,具有更好的振幅穩(wěn)定性,進(jìn)而改善了VCO的相位噪聲?；?.13 μm RF CMOS工藝,對(duì)該Vacker VCO進(jìn)行了設(shè)計(jì)與芯片實(shí)現(xiàn),測(cè)試結(jié)果表明:在消耗4.2 mW功耗的前提下,該VCO振蕩頻率為11 GHz～12.6 GHz,在11.8 GHz振蕩頻率處,相位噪聲為-115.1 dBc/Hz@1 MHz,品質(zhì)因數(shù)FOM指標(biāo)達(dá)到-190.3 dBc/Hz。

Vackar壓控振蕩器;電感反饋;低相位噪聲;品質(zhì)因數(shù)

由于簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)以及良好的性能,交叉耦合式LC壓控振蕩器(VCO)得到了廣泛的應(yīng)用,但是由于此結(jié)構(gòu)受到閃爍噪聲上轉(zhuǎn)換以及高頻噪聲下轉(zhuǎn)換的影響,其相位噪聲性能較差[1]。文獻(xiàn)[2]指出該結(jié)構(gòu)中的非線(xiàn)性幅度調(diào)制(AM)以及非線(xiàn)性相位調(diào)制(PM)是其相位噪聲退化的主要原因,并且文獻(xiàn)[3]指出開(kāi)關(guān)晶體管的器件尺寸對(duì)AM/PM的轉(zhuǎn)換量影響較大,而且,頻率調(diào)諧變?nèi)荻O管的非線(xiàn)性CV特性也會(huì)引起AM/PM,進(jìn)而惡化電路的相位噪聲。這些都限制了交叉耦合式VCO性能的改善。

為了使得LC諧振回路的負(fù)載效應(yīng)可被忽略,應(yīng)該保證VCO中的頻率調(diào)諧部分與諧振回路相耦合,此時(shí),振幅才不會(huì)對(duì)有源頻率調(diào)諧電路造成影響。雖然Vacker VCO在頻率調(diào)諧過(guò)程中解決了負(fù)載效應(yīng)問(wèn)題,并且實(shí)現(xiàn)了優(yōu)良的頻率穩(wěn)定性,但是由于該結(jié)構(gòu)的振蕩狀態(tài)較難開(kāi)啟,限制了它的廣泛應(yīng)用。例如文獻(xiàn)[4]報(bào)道了一款工作于4.8 GHz的Vacker VCO,取得了-124.9 dBc/Hz@1 MHz的優(yōu)良相位噪聲特性,然而,為了維持電路的振蕩狀態(tài),需要消耗較高的功耗。

本文針對(duì)Vacker VCO的特點(diǎn),提出了一種柵極電感反饋技術(shù),用于克服Vacker VCO振蕩開(kāi)啟困難的問(wèn)題,該技術(shù)在沒(méi)有外加額外開(kāi)啟電路的前提下,提供了一種確保電路振蕩的簡(jiǎn)單方法。最終采用SMIC 0.13 μm RF CMOS工藝對(duì)本文所提出的VCO進(jìn)行設(shè)計(jì)并流片實(shí)現(xiàn),芯片測(cè)試結(jié)果表明,電路在較低的功耗消耗下,實(shí)現(xiàn)了優(yōu)良的相位噪聲。

1 振幅和頻率穩(wěn)定性分析

Vacker VCO是為了改善VCO的頻率穩(wěn)定性,在Colpitts VCO基礎(chǔ)上發(fā)展起來(lái)的。圖1(a)所示即為單端Vacker VCO結(jié)構(gòu)的電路圖,其中當(dāng)CV=0,CX=∞時(shí),即轉(zhuǎn)換成Colpitts VCO[5]。

圖1 Vackar VCO電路圖和用于輸出振幅計(jì)算的Vackar VCO的函數(shù)模型

為了研究Vacker VCO在頻率調(diào)諧過(guò)程中的振幅穩(wěn)定性,圖1(b)給出了Vackar VCO的函數(shù)模型,其中Gm為大信號(hào)跨導(dǎo)。為了便于分析,我們只考慮信號(hào)的基波分量。

nCOLP=C1/(C1+C2)

(1)

在Vacker VCO電路中,CV隔離晶體管對(duì)LC回路的影響,CX用于頻率調(diào)諧[4]。由圖1(a)可得Vacker VCO的反饋系數(shù)nVACK為:

(2)

由式(1)和式(2)可見(jiàn)nVACK

VO,VACK≈2IBIAS·RP(1-nVACK)

(3)

上式表明晶體管的負(fù)載效應(yīng)使振蕩振幅退化到了(1-nVACK)倍,比較式(1)和式(2)可見(jiàn),對(duì)于給定的偏置電流IBIAS和等效并聯(lián)回路電阻RP,Vacker VCO的輸出振幅大于Colpitts VCO的輸出振幅。

為了分析Colpitts VCO在頻率調(diào)諧過(guò)程中輸出振幅的變化情況,將C2修改為C2+ΔC2,其中C2遠(yuǎn)大于ΔC2,利用式(1)可得Colpitts VCO的歸一化輸出振幅為[4]:

(4)

(5)

式中:ΔCX為CX的變化量。比較式(4)和式(5),結(jié)合nVACK

在零調(diào)諧電壓下,Colpitts VCO的振蕩頻率ω0,COLP為:

(6)

(7)

利用式(6),可得Colpitts VCO的歸一化頻率變化量為:

(8)

(9)

振幅穩(wěn)定性的改善降低了AM/PM轉(zhuǎn)換為相位噪聲的量。本文采用修正的Leeson模型[6]對(duì)Vacker VCO的相位噪聲進(jìn)行分析,在頻偏Δω處,輸出端的相位噪聲為:

(10)

(11)

在頻偏Δω處,Colpitts VCO的相位噪聲為:

(12)

比較式(11)和式(12),結(jié)合VO,VACK>VO,COLP的結(jié)論,可得在相同的偏置狀態(tài)下時(shí),Vacker VCO的相位噪聲要遠(yuǎn)優(yōu)于Colpitts VCO。

2 電路設(shè)計(jì)

通過(guò)計(jì)算圖1所示Vacker VCO中電感L的串聯(lián)阻抗,可得該VCO的有效串聯(lián)輸入電阻為:

(13)

將式(13)轉(zhuǎn)換成并聯(lián)負(fù)阻抗RX為:

(14)

由式(14)可見(jiàn),Vacker VCO的起振條件要比Colpitts VCO苛刻。為了解決這個(gè)問(wèn)題,本文采用由M3和M4交叉耦合開(kāi)關(guān)晶體管對(duì)組成的負(fù)跨導(dǎo),如圖6所示的本文提出的差分Vackar VCO電路中,并且在晶體管M1和M2的柵極插入電感Lg,將開(kāi)關(guān)電流源操作于晶體管歐姆區(qū)和截止區(qū)之間。從晶體管M1和M2的漏極看進(jìn)去的輸入阻抗ZIN的實(shí)部為:

(15)

上式包含了晶體管的柵源極間電容CGS。由上式可見(jiàn),Lg的引入,增加了電路的串聯(lián)輸入電阻,改善了起振狀態(tài)。

圖2所示即為本文所提出的差分VackarVCO電路圖,其中包含了緩沖電路部分,為了避免信號(hào)通過(guò)低品質(zhì)因數(shù)變?nèi)荻O管的損耗,采用高品質(zhì)因數(shù)的變?nèi)荻O管CX與電感L11相連。CX用于實(shí)現(xiàn)VCO的頻率調(diào)諧,采用對(duì)稱(chēng)的差分驅(qū)動(dòng)電感L11和L22實(shí)現(xiàn)較高的品質(zhì)因數(shù),鑒于Lg的品質(zhì)因數(shù)足夠高,因此可以忽略它對(duì)相位噪聲的影響。

圖2 本文提出的差分Vackar VCO電路圖

圖3 差分Vacker VCO的芯片照片

3 芯片實(shí)現(xiàn)與測(cè)試

本文基于SMIC0.13μmRFCMOS工藝,對(duì)該VackerVCO進(jìn)行了設(shè)計(jì)與芯片實(shí)現(xiàn),電路仿真與版圖設(shè)計(jì)都在Cadence軟件中完成。圖3給出了本文所設(shè)計(jì)的芯片照片,其中虛線(xiàn)框內(nèi)為電路的核心部分,芯片總大小為0.7mm×0.5mm。該VCO的工作電壓為1V,消耗的功耗為4.2mW,實(shí)現(xiàn)了與ColpittsVCO相比擬的較低功耗。圖4所示給出了VCO輸出振蕩頻率的測(cè)試結(jié)果,振蕩頻率為11GHz～12.6GHz,調(diào)諧范圍為13.6%。該VCO在振蕩頻率11.8GHz處,相位噪聲的測(cè)試結(jié)果如圖5所示,可見(jiàn)在1MHz頻偏處,相位噪聲低至-115.1dBc/Hz,實(shí)現(xiàn)了超低的相位噪聲。

圖4 Vacker VCO振蕩頻率測(cè)試結(jié)果

圖5 Vacker VCO相位噪聲測(cè)試結(jié)果

表1給出了射頻VCO的性能比較結(jié)果[7-10],其中品質(zhì)因數(shù)FOM定義為:

(16)

式中:PN為相位噪聲,fosc為振蕩頻率,Δf為偏移頻率,PVCO為VCO所消耗的功耗。由表1可見(jiàn),得益于所提出的優(yōu)良電路結(jié)構(gòu),本文所設(shè)計(jì)的VCO取得了較優(yōu)的性能。

4 結(jié)論

本文成功設(shè)計(jì)了一款采用源極電感反饋技術(shù)的CMOS差分Vacker VCO。Vacker VCO的振幅穩(wěn)定性?xún)?yōu)于Colpitts VCO,而源極電感反饋技術(shù)簡(jiǎn)化了Vacker VCO的起振條件,使其更易于起振。最終基于SMIC 0.13 μm RF CMOS工藝對(duì)其進(jìn)行設(shè)計(jì)并流片實(shí)現(xiàn),該Vacker VCO振蕩頻率為11 GHz～12.6 GHz,實(shí)現(xiàn)了13.6%較寬的調(diào)諧范圍,相位噪聲低至-115.1 dBc/Hz@1 MHz,而電路僅消耗了4.2 mW的功耗。

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Design of a CMOS Differential Vackar VCO with the Gate Inductive Feedback*

LUOYonggang*

(College of Electrical and Electronics Engineering,Shandong University of Technology,Zibo Shandong 255049,China)

This brief presents a CMOS differential Vackar voltage-controlled oscillator(VCO)with gate inductive feedback which enhances negative impedance and thus simplifies the startup condition. Simple analysis examines the transistor loading effect and amplitude stability. Results indicate that the Vackar VCO has improved amplitude stability compared to the Colpitts VCO. The improved amplitude stability is favorable for reducing phase noise. The Vackar VCO was implemented in a 0.13 μm RF CMOS process. Measured results shows that the proposed VCO exhibits a operation frequency range from 11 to 12.6 GHz,a phase noise of -115.1 dBc/Hz at an offset of 1 MHz from an oscillation frequency of 11.8 GHz and a figure of merit of -190.3 dBc/Hz while dissipating 4.2 mW.

Vackar voltage-controlled oscillator;Inductive feedback;low phase noise;figure of merit

項(xiàng)目來(lái)源:2013年山東省淄博市科學(xué)技術(shù)發(fā)展計(jì)劃項(xiàng)目(2013GG02104)

2016-03-21 修改日期:2016-06-15

C:2570D

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.010

TN432

A

1005-9490(2017)02-0312-05