幾種模塊化多輸出電力電子變壓器拓?fù)涞牟黄胶庳?fù)載補(bǔ)償能力比較

歐陽少迪， 劉進(jìn)軍

(西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院， 陜西 西安 710049)

幾種模塊化多輸出電力電子變壓器拓?fù)涞牟黄胶庳?fù)載補(bǔ)償能力比較

歐陽少迪， 劉進(jìn)軍

(西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院， 陜西 西安 710049)

電力電子變壓器除了能實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)變壓器的變壓/隔離功能之外，還需要根據(jù)用戶需求提供一些額外功能，其中之一是多輸出功能，即給多個(gè)獨(dú)立的交/直流負(fù)載供電。因?yàn)樨?fù)載不平衡工況會(huì)對(duì)電力電子變壓器的運(yùn)行提出挑戰(zhàn)，因此當(dāng)設(shè)計(jì)一臺(tái)具有多輸出功能的電力電子變壓器時(shí)，需要確定合適的拓?fù)渑c控制策略。本文對(duì)三種電力電子變壓器拓?fù)涞难a(bǔ)償不平衡負(fù)載的能力進(jìn)行了比較，包括：獨(dú)立相連接拓?fù)?，交叉相連接拓?fù)渑c自平衡拓?fù)洹＊?dú)立相連接拓?fù)渫ㄟ^在輸入級(jí)中注入零序分量來實(shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載的補(bǔ)償；交叉相連接拓?fù)渫ㄟ^輸入級(jí)調(diào)制度以及無功分量注入實(shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載的補(bǔ)償；自平衡拓?fù)渫ㄟ^拓?fù)渥陨淼倪B接方法以及多端口高頻變壓器實(shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載的補(bǔ)償，拓?fù)漭^為復(fù)雜。本文分析了上述三種電力電子變壓器拓?fù)涞脑硪约翱刂撇呗?，并在SIMULINK中驗(yàn)證了這幾種拓?fù)溲a(bǔ)償不平衡負(fù)載的功能。

電力電子變壓器； 多輸出； 不平衡負(fù)載； 拓?fù)?/p>

1 引言

電力電子變壓器(Power Electronic Transformer, PET), 又稱固態(tài)變壓器(Solid State Transformer, SST), 是近年來發(fā)展迅速的一種新型電力電子裝置。電力電子變壓器除了能實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)變壓器的變壓與隔離功能之外，還能實(shí)現(xiàn)許多額外的功能，包括電壓/電流閉環(huán)控制、無功/諧波補(bǔ)償、提供直流端口、多輸出等[1,2]。目前電力電子變壓器已經(jīng)應(yīng)用在機(jī)車拖動(dòng)中[3]，未來還將在新能源發(fā)電[4]、智能電網(wǎng)[5]等領(lǐng)域中得到應(yīng)用。

根據(jù)拓?fù)渲兄绷鳝h(huán)節(jié)的配置情況，電力電子變壓器的拓?fù)淇梢詺w為三大類：①單級(jí)拓?fù)洌斎虢涣骷?jí)與輸出交流級(jí)均無直流環(huán)節(jié)，需要使用雙向開關(guān)承受交流電壓、電流。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可以達(dá)到最高的功率密度，但無法實(shí)現(xiàn)輸入電流控制，功能最弱[6-8]；②雙級(jí)拓?fù)洌斎虢涣骷?jí)與輸出交流級(jí)中僅一級(jí)擁有直流環(huán)節(jié)，帶直流環(huán)節(jié)級(jí)可以使用單向開關(guān)，另一級(jí)則必須使用雙向開關(guān)。這種拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)輸入電流控制，但雙向開關(guān)級(jí)的波形控制算法復(fù)雜，控制效果較差[9,10]；③三級(jí)拓?fù)?，輸入交流?jí)與輸出交流級(jí)均含直流環(huán)節(jié)，無需雙向開關(guān)，可以實(shí)現(xiàn)輸入電流控制，控制策略成熟，可以實(shí)現(xiàn)最多的功能；其缺點(diǎn)在于，相對(duì)于單級(jí)和雙級(jí)拓?fù)洌?jí)拓?fù)涞男首畹?，體積最大。目前，由于功能上的優(yōu)勢(shì)以及技術(shù)上的成熟性，三級(jí)結(jié)構(gòu)拓?fù)涫枪こ膛c研究中的主流拓?fù)洹?/p>

電力電子變壓器一般情況下需要連接不同等級(jí)的電壓。其中低壓交流級(jí)一般用于連接低壓配電網(wǎng)或者低壓電機(jī)，可以采用兩電平變流器，較為常規(guī)；中/高壓交流級(jí)一般用于連接中壓以上的配電網(wǎng)，常規(guī)的兩電平、三電平無法滿足電壓要求。目前中/高壓級(jí)的拓?fù)浞桨钢饕校夯谔蓟璧娜娖酵負(fù)鋄11]、串聯(lián)H橋以及模塊化多電平變流器(Modular Multilevel Converter,MMC)[12]三種。從技術(shù)成熟度的角度，基于碳化硅的三電平拓?fù)淠壳爸煌Ａ粼趯?shí)驗(yàn)室階段；而綜合考慮功能、造價(jià)與體積時(shí)，MMC方案并不經(jīng)濟(jì)，因此，目前串聯(lián)H橋?yàn)殡娏﹄娮幼儔浩髦?高壓級(jí)的主流選擇，電力電子變壓器遂采用模塊化結(jié)構(gòu)。

在隔離級(jí)方面，電力電子變壓器均選擇雙有源全橋(Dual Active Bridge, DAB)及其各種變種。

鑒于以上背景，三級(jí)拓?fù)?、串?lián)H橋與模塊化結(jié)構(gòu)成為了目前電力電子變壓器的最典型特征，以FREEDOM電力電子變壓器[5]為代表，圖1為其拓?fù)鋱D。中壓輸入級(jí)采用串聯(lián)H橋；隔離級(jí)采用多個(gè)DAB變流器；DAB的低壓側(cè)直流輸出合并為一個(gè)直流母線，可作為低壓直流輸出；在直流母線上接兩電平逆變器，作為低壓交流輸出[13]。

圖1 FREEDOM電力電子變壓器Fig.1 Power electronic transformer by FREEDOM

因?yàn)榇嬖诠驳牡蛪褐绷髂妇€，F(xiàn)REEDOM拓?fù)淇梢越o多個(gè)電壓等級(jí)相同且不要求互相隔離的負(fù)載供電。而當(dāng)多個(gè)負(fù)載電壓等級(jí)不同，或者要求電氣隔離時(shí)，就需要在低壓直流母線上額外增加用于電壓轉(zhuǎn)換或者電氣隔離的變流器,如圖2所示。這種方案增加了系統(tǒng)的變流器總?cè)萘?，因此，可以考慮不合并DAB的低壓直流母線，直接通過不同的DAB給不同的負(fù)載供電，如圖3所示。這就是本文要討論的模塊化多輸出電力電子變壓器。

圖2 有公共直流母線的多輸出電力電子變壓器Fig.2 Multi-output PET with common DC bus

圖3 不含公共直流母線的模塊化多輸出電力電子變壓器Fig.3 Modular multi-output PET without common DC bus

因?yàn)樨?fù)載不受控制，系統(tǒng)必然會(huì)面臨負(fù)載功率不平衡的工況，這會(huì)導(dǎo)致中壓輸入級(jí)各個(gè)模塊的功率不平衡，對(duì)電力電子變壓器的運(yùn)行和控制造成挑戰(zhàn)。因此，需要對(duì)模塊化多輸出電力電子變壓器的具體拓?fù)渑c控制策略進(jìn)行研究，為未來可能的工程實(shí)施奠定一定的理論基礎(chǔ)。

本文針對(duì)模塊化多輸出電力電子變壓器，提出了幾種拓?fù)?控制方案并進(jìn)行了對(duì)比，包括獨(dú)立相連接型拓?fù)?、交叉相連接型拓?fù)渑c全范圍自平衡拓?fù)洹＊?dú)立相連接型拓?fù)渲?，輸入?jí)三相的功率不均衡，但每相內(nèi)的模塊功率均衡，需通過零序分量注入來補(bǔ)償三相不平衡功率。交叉相連接型拓?fù)渲?，輸入?jí)三相的功率均衡，但每相內(nèi)的模塊功率不均衡，需通過無功分量注入來避免模塊過調(diào)制。全范圍自平衡拓?fù)渲校斎爰?jí)三相的功率均衡，每相內(nèi)模塊的功率也均衡，不需任何補(bǔ)償措施，但系統(tǒng)結(jié)構(gòu)較復(fù)雜。

本文研究的多輸出電力電子變壓器的負(fù)載數(shù)量為三個(gè)，輸出級(jí)為三相，每相帶一個(gè)獨(dú)立負(fù)載。

2 獨(dú)立相連接電力電子變壓器

獨(dú)立相連接型(Separate Phase Connection, SPC)拓?fù)淙鐖D4所示。輸入級(jí)采用星型(或三角形)連接的串聯(lián)H橋變流器，隔離級(jí)采用DAB變流器，輸出級(jí)采用H橋逆變器。輸出級(jí)的三相分別對(duì)應(yīng)輸入級(jí)的三相。

圖4 獨(dú)立相連接的電力電子變壓器Fig.4 SPC PET

當(dāng)輸出級(jí)三相所帶的三個(gè)負(fù)載不平衡時(shí)，輸入級(jí)的三相功率也會(huì)不平衡。若不做任何補(bǔ)償措施，則會(huì)在輸入級(jí)電網(wǎng)中注入負(fù)序電流。

輸入級(jí)星型連接的系統(tǒng)，可以通過在輸入級(jí)變流器中注入合適的零序電壓來完全補(bǔ)償負(fù)序電流；輸入級(jí)三角形連接的系統(tǒng)，可以通過在輸入級(jí)變流器中注入合適的零序電流來完全補(bǔ)償負(fù)序電流[14]。對(duì)輸入級(jí)三角形連接的系統(tǒng)的分析見文獻(xiàn)[15]，本文只分析星型連接的系統(tǒng)。

零序電壓補(bǔ)償量的計(jì)算如下。假設(shè)電網(wǎng)電流僅含正序，如式(1)所示，注入的零序電壓如式(2)所示，則零序電壓與正序電流作用得到的輸入級(jí)三相的補(bǔ)償功率如式(3)所示。當(dāng)補(bǔ)償功率已知，輸入正序電流也已知時(shí)，可以通過求解式(3)來得到所需的零序電壓，如式(4)所示。

(1)

(3)

(4)

輸入級(jí)的控制框圖如圖5所示。采用三層控制，第一層用來控制輸入級(jí)的總輸入功率并實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)，如圖5(a)所示；第二層用來控制三相橋臂中注入的零序電壓，以補(bǔ)償三相之間的不平衡功率，如圖5(b)所示，零序電壓指令計(jì)算采用式(1)～式(4)，圖5(b)產(chǎn)生的零序電壓指令作為5(a)中dq0/abc變換的0軸輸入；第三層用來平衡每相內(nèi)部各個(gè)模塊的直流電壓,把一相內(nèi)每個(gè)模塊的直流電壓與該相所有模塊的平均直流電壓進(jìn)行比較，通過PI產(chǎn)生各個(gè)模塊的微調(diào)系數(shù)kXn(X=A,B,C；n=1,2,…,N，N為一相內(nèi)的模塊總數(shù))，利用該微調(diào)系數(shù)調(diào)節(jié)每個(gè)模塊的交流指令電壓，如圖5(c)所示。

圖5 輸入級(jí)控制框圖Fig.5 Control strategy of input stage

隔離級(jí)各個(gè)DAB變換器各自獨(dú)立控制，在本文中不做討論。各個(gè)DAB都采用單電壓環(huán)控制，通過調(diào)節(jié)兩個(gè)H橋之間的移相角以控制自身的輸出側(cè)直流電壓，如圖6所示。

圖6 隔離級(jí)DAB控制框圖Fig.6 Control strategy of isolation stage

輸出級(jí)采用常規(guī)的電壓/電流雙閉環(huán)控制，實(shí)現(xiàn)并聯(lián)的各個(gè)模塊的輸出電流均分，如圖7所示。

圖7 輸出級(jí)控制框圖Fig.7 Control strategy of ouput stage

輸入級(jí)橋臂電壓與輸入級(jí)電流向量(忽略了輸入級(jí)濾波電感上的壓降)如圖8～圖10所示。其中uAp、uBp、uCp為橋臂正序電壓；u0為橋臂零序電壓；uA、uB、uC為橋臂總電壓；iA、iB、iC為橋臂電流。當(dāng)輸出級(jí)的三相功率平衡時(shí)，輸入級(jí)的三相功率也平衡，此時(shí)輸入級(jí)的電壓/電流向量如圖8所示，輸入級(jí)電壓均衡并與輸入級(jí)橋臂電流同相位。當(dāng)負(fù)載功率嚴(yán)重不均衡時(shí)，輸入級(jí)電壓/電流向量如圖9、圖10所示。在注入了零序電壓后，輸入級(jí)各相與電網(wǎng)電流無法再保持同相位，這使得輸入級(jí)的橋臂電壓大大高于額定值?？梢钥闯?，為了補(bǔ)償0∶1∶1的負(fù)載功率，橋臂輸出的交流電壓需要提高到額定值的1.73倍；為了補(bǔ)償最嚴(yán)重的1∶0∶0的負(fù)載功率，橋臂輸出的交流電壓需要提高到額定值的3倍。這意味著輸入級(jí)星型連接的獨(dú)立相連接拓?fù)湫枰艽蟮碾妷涸Ａ縼韺?shí)現(xiàn)全范圍不平衡負(fù)載補(bǔ)償。

圖8 額定平衡負(fù)載下的電壓電流向量Fig.8 Vectors at rated balanced load

圖9 0∶1∶1不平衡負(fù)載下的電壓電流向量Fig.9 Vectors at 0∶1∶1 unbalanced load

圖10 1∶0∶0不平衡負(fù)載下的電壓電流向量Fig.10 Vectors at 1∶0∶0 unbalanced load

對(duì)輸入級(jí)三角形連接的獨(dú)立相連接拓?fù)涞姆治鲆娢墨I(xiàn)[15]。三角形連接的系統(tǒng)，可以通過在三角形內(nèi)注入零序環(huán)流來實(shí)現(xiàn)不平衡的負(fù)載功率補(bǔ)償，算法與式(1)～式(4)類似。為了實(shí)現(xiàn)全范圍不平衡負(fù)載的補(bǔ)償，三角形連接的輸入級(jí)需要1.15倍的電流裕量[15]，這遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于星型連接情況下的3倍電壓裕量。

3 交叉相連接電力電子變壓器

交叉相連接(Cross Phase Connection，CPC)的拓?fù)淙鐖D11所示。輸入級(jí)采用星型連接的串聯(lián)H橋變流器，隔離級(jí)采用多個(gè)DAB變流器，輸出級(jí)采用常規(guī)H橋逆變器。這種交叉相連接的特點(diǎn)在于輸出級(jí)每相內(nèi)的各個(gè)模塊分別連接到輸入級(jí)的三相。

圖11 交叉相連接的電力電子變壓器Fig.11 CPC PET

在CPC拓?fù)渲?，輸入?jí)每相都能給輸出級(jí)的所有相提供功率，輸出級(jí)每相的功率都由輸入級(jí)的三相平均提供。因此，無論輸出級(jí)各相的功率如何不平衡，輸入級(jí)三相的功率都是自動(dòng)均衡的，輸入級(jí)三相間無需進(jìn)行功率補(bǔ)償。

因?yàn)镃PC拓?fù)鋵?duì)不平衡負(fù)載的補(bǔ)償在單相串聯(lián)H橋的子模塊之間完成,因此CPC拓?fù)涞妮斎爰?jí)不需要三角形連接。值得強(qiáng)調(diào)的是，CPC拓?fù)涞妮斎爰?jí)仍然需要注入一定的零序電壓，不過這個(gè)零序電壓僅僅用于補(bǔ)償輸入級(jí)三相橋臂中的損耗差異，幅值非常小，可以忽略。與之對(duì)比，SPC拓?fù)渲械牧阈螂妷河脕硌a(bǔ)償不平衡的負(fù)載功率，幅值相對(duì)較大。

CPC拓?fù)潆m然實(shí)現(xiàn)了輸入級(jí)三相功率的自動(dòng)均衡，但帶來了輸入級(jí)各相內(nèi)部子模塊間的功率不均衡問題。在電流單位功率因數(shù)情況下，當(dāng)負(fù)載嚴(yán)重不均衡時(shí)，會(huì)帶來嚴(yán)重的模塊交流電壓不均衡問題，導(dǎo)致過調(diào)制。為了消除過調(diào)制，需要在系統(tǒng)中注入一定的無功分量。

3.1 電流單位功率因數(shù)情況

在電流單位功率因數(shù)情況下，負(fù)載不均衡功率只能通過調(diào)節(jié)各個(gè)模塊的調(diào)制度來補(bǔ)償。

電網(wǎng)電流、輸入級(jí)A相橋臂電壓、A相內(nèi)各個(gè)子模塊電壓向量如圖12所示。當(dāng)負(fù)載均衡時(shí)，各個(gè)子模塊輸出的電壓相同，各自承擔(dān)1/3的總電壓，如圖12(a)所示。當(dāng)負(fù)載功率PU∶PV∶PW=0∶1∶1時(shí)，各個(gè)子模塊的功率也為PA1∶PA2∶PA3=0∶1∶1，此時(shí)uA1=0，uA2與uA3分?jǐn)偪偟妮敵鲭妷?，如圖12(b)所示。當(dāng)負(fù)載功率PU∶PV∶PW=0∶0∶1時(shí)，各個(gè)子模塊的功率也為PA1∶PA2∶PA3=0∶0∶1，此時(shí)uA1=0，uA2=0，uA3獨(dú)自承擔(dān)總電壓，如圖12(c)所示。以圖12(a)中的模塊電壓為額定值，則為了實(shí)現(xiàn)對(duì)不平衡功率的完全補(bǔ)償，各個(gè)模塊需要具備3倍于額定值的輸出電壓裕量。

圖12 模塊交流電壓向量圖Fig.12 Modules’ AC voltage vector

3.2 無功分量注入情況

CPC電力電子變壓器可以通過在輸入級(jí)中注入額外的無功分量來輔助各個(gè)模塊實(shí)現(xiàn)功率均衡,此時(shí)一相橋臂的電壓電流向量如圖13所示。在這種控制策略下，不均衡功率是通過模塊的電流裕量來補(bǔ)償?shù)?，而不需要提高電壓裕量。其原理與算法較為復(fù)雜，受限于篇幅，在本文中不做詳細(xì)說明，可參考文獻(xiàn)[16-19]。

圖13 通過無功分量注入來消除過調(diào)制Fig.13 Reactive component injection in order to eliminate overmodulation

文獻(xiàn)[19]中提出了一種簡(jiǎn)化的無功電壓/電流注入算法，其核心是令三個(gè)模塊的d軸電壓相等，并測(cè)量橋臂內(nèi)各個(gè)模塊的功率與它們的平均功率，將與平均功率差異最大的模塊的調(diào)制度設(shè)定為1，其他模塊的調(diào)制度小于1，以避免過調(diào)制。其具體表達(dá)式為(忽略電感壓降，忽略各個(gè)模塊的直流電壓差異)：

(5)

(6)

ΔPk=PAk-PAVR

(7)

(8)

式中，Ud1、Ud2、Ud3為三個(gè)模塊d軸電壓的有效值；UA為三個(gè)模塊的總輸出交流電壓有效值；PAk(k=1,2,3)為三個(gè)模塊的有功功率；ΔPk為該模塊功率與平均功率的差值；VDC為各個(gè)模塊的直流電壓。

基于該算法，對(duì)系統(tǒng)所需的電流裕量進(jìn)行了計(jì)算。通過簡(jiǎn)單的列表計(jì)算，可得到不同的額定調(diào)制度mrated[19](即額定工況下輸入級(jí)變流器輸出的交流電壓峰值與直流電壓幅值之比)下，系統(tǒng)補(bǔ)償所有可能的不平衡功率情況所需的電流裕量。當(dāng)mrated=0.8時(shí)，所需電流裕量為1.11；當(dāng)mrated=0.85時(shí)，所需電流裕量為1.27；mrated=0.9時(shí)，所需電流裕量為1.53。相比于3.1節(jié)所述的3倍電壓裕量而言，這一利用電流裕量的補(bǔ)償策略較為實(shí)際。

4 自平衡電力電子變壓器

由第3節(jié)的分析可知，SPC與CPC拓?fù)湫枰~外的電壓/電流容量與較為復(fù)雜的控制策略來實(shí)現(xiàn)對(duì)不平衡的負(fù)載功率的補(bǔ)償。這反映了模塊化拓?fù)渑c負(fù)載不平衡補(bǔ)償在本質(zhì)上的沖突，僅從控制算法角度出發(fā)，很難得出既簡(jiǎn)單又具有良好效果的方案。為此，在CPC拓?fù)涞幕A(chǔ)上，本文對(duì)拓?fù)溥M(jìn)行了改進(jìn)，提出了自平衡拓?fù)洹?/p>

將DAB中的兩端口高頻變壓器改為多端口高頻變壓器，其中初級(jí)1個(gè)線圈，次級(jí)N個(gè)線圈，N的數(shù)量與輸出級(jí)的相數(shù)相同。DAB變換器隨之調(diào)整為MAB變換器，其中一次側(cè)一個(gè)H橋，二次側(cè)N個(gè)H橋。每個(gè)高頻變壓器的初級(jí)線圈通過MAB的初級(jí)H橋與輸入級(jí)的一個(gè)模塊連接；每個(gè)高頻變壓器的N個(gè)次級(jí)線圈通過MAB的N個(gè)次級(jí)H橋連接到輸出級(jí)的N個(gè)相中。負(fù)載功率的不平衡僅會(huì)反映在高頻變壓器的二次側(cè)，而不會(huì)反映在高頻變壓器的一次側(cè)，因此對(duì)輸入級(jí)沒有任何影響。通過這種改進(jìn)，輸出功率可以自動(dòng)平均分配到輸入級(jí)的每個(gè)模塊中去，不管輸出級(jí)功率如何不均衡，輸入級(jí)的每個(gè)模塊功率都是自動(dòng)均衡的。拓?fù)淙鐖D14所示。

圖14 基于多端口高頻變壓器的自平衡電力電子變壓器Fig.14 Multi-winding HFT based self-balancing PET

MAB采用類似DAB的單電壓環(huán)控制，通過調(diào)整各個(gè)次級(jí)線圈對(duì)應(yīng)方波相對(duì)于初級(jí)線圈對(duì)應(yīng)方波的相位差，來控制MAB二次側(cè)各個(gè)端口的功率?？刂瓶驁D如圖15所示。

圖15 多端口高頻變壓器二次側(cè)H橋移相角控制Fig.15 MAB secondary H bridges’ phase shift control

鑒于大功率多端口變壓器的制作難度很高，可以用多個(gè)常規(guī)高頻變壓器取代多端口高頻變壓器，形成一種模塊化的全范圍自平衡拓?fù)洹Ｃ總€(gè)輸入級(jí)模塊通過N個(gè)DAB變流器給輸出級(jí)的N個(gè)相供電，同樣能夠?qū)崿F(xiàn)輸出級(jí)功率在輸入級(jí)模塊間的平均分配。其拓?fù)淙鐖D16所示。

圖16 模塊化自平衡電力電子變壓器Fig.16 Modular self-balancing PET

5 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證以上幾種拓?fù)溲a(bǔ)償不平衡負(fù)載的效果，在Matlab/Simulink中搭建了這些拓?fù)涞姆抡婺Ｐ?。輸入電網(wǎng)電壓為380V/220V，輸入級(jí)每相3個(gè)模塊，輸出負(fù)載為3個(gè)，每個(gè)負(fù)載的額定功率5kW。對(duì)負(fù)載平衡與負(fù)載1∶1∶0不平衡的情況進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

獨(dú)立相連接拓?fù)浼半娏鲉挝还β室驍?shù)的交叉相連接拓?fù)渲校總€(gè)模塊的直流電壓為200V，總直流電壓為600V，額定調(diào)制度僅為0.52，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于工程實(shí)際中的正常額定調(diào)制度，這是因?yàn)檫@兩種拓?fù)湫枰艽蟮碾妷涸Ａ恳匝a(bǔ)償不平衡的負(fù)載功率。

自平衡拓?fù)渑c注入無功分量的交叉相連接中，每個(gè)模塊的直流電壓為125V，總直流電壓為375V，額定調(diào)制度為0.83，為工程實(shí)際中的正常額定調(diào)制度，這是因?yàn)檫@兩種拓?fù)洳焕秒妷涸Ａ垦a(bǔ)償不平衡的負(fù)載功率，不需要過高的直流電壓。

5.1 獨(dú)立相連接

按照?qǐng)D4搭建輸入級(jí)星型的獨(dú)立相連接拓?fù)涞姆抡婺Ｐ?，根?jù)圖5的控制框圖搭建輸入級(jí)的控制環(huán)路，利用零序電壓注入來實(shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載功率補(bǔ)償。

在0.4s之前，輸出級(jí)的三相負(fù)載功率平衡，均為額定功率。0.4s之后，輸出級(jí)中一相的負(fù)載跳變?yōu)?，負(fù)載功率變?yōu)?∶1∶0，如圖17所示。

云計(jì)算是一種利用大規(guī)模低成本運(yùn)算單元通過IP網(wǎng)絡(luò)相連而組成的運(yùn)算系統(tǒng)，用以提供各種計(jì)算和存儲(chǔ)服務(wù)。由于具有高性能、低成本、可平滑擴(kuò)展等優(yōu)勢(shì)，云計(jì)算為IT技術(shù)發(fā)展提供了新的技術(shù)手段和業(yè)務(wù)模式，不僅是企業(yè)降低建設(shè)和維護(hù)成本的重要手段，更為企業(yè)技術(shù)、業(yè)務(wù)和管理創(chuàng)新帶來了新的契機(jī)。

圖17 負(fù)載電流Fig.17 Load current

在后面的所有仿真中，負(fù)載跳變時(shí)刻均同樣為0.4s，跳邊后的負(fù)載功率比例同樣為1∶1∶0。

圖18顯示了輸入級(jí)的輸入電流，在0.4s后仍為平衡，可見補(bǔ)償算法的有效性。圖19顯示了輸入級(jí)的各橋臂電壓(濾除開關(guān)頻率分量后)，可見由于零序電壓的注入，橋臂電壓不平衡。圖20顯示了各個(gè)模塊的直流電壓。

圖18 電網(wǎng)電流(SPC)Fig.18 Grid current(SPC)

圖19 輸入級(jí)橋臂的交流端口電壓(SPC)Fig.19 AC voltages of input stage clusters(SPC)

圖20 輸入級(jí)直流電壓(SPC)Fig.20 DC voltages of input stage(SPC)

輸入級(jí)三角形的獨(dú)立相連接拓?fù)涞牟ㄐ慰蓞⒖嘉墨I(xiàn)[15]，本文不再重復(fù)。

5.2 交叉相連接

5.2.1 電流單位功率因數(shù)情況

按照?qǐng)D11交叉相連接拓?fù)涞姆抡婺Ｐ?，輸入?jí)控制根據(jù)圖5搭建，利用輸入級(jí)各相內(nèi)子模塊的調(diào)制度來實(shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載功率補(bǔ)償。

圖21 電網(wǎng)電流(CPC,電流單位功率因數(shù))Fig.21 Grid current (CPC, unity power factor)

圖22 輸入級(jí)A相的模塊交流端口電壓(CPC,電流單位功率因數(shù))Fig.22 AC voltages of modules in phase A (CPC, unity power factor)

圖23 輸入級(jí)直流電壓(CPC,電流單位功率因數(shù))Fig.23 DC voltages of input stage(CPC, unity power factor)

5.2.2 無功分量注入情況

按照?qǐng)D11的拓?fù)浯罱ǚ抡婺Ｐ?，輸入?jí)控制根據(jù)文獻(xiàn)[19]及式(5)～式(8)搭建，利用無功分量注入來實(shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載功率補(bǔ)償。

圖24顯示了輸入級(jí)的三相電流，在0.4s后仍為平衡，可見補(bǔ)償算法的有效性。圖25顯示了輸入級(jí)A相內(nèi)的電網(wǎng)電壓波形與電流波形，可見負(fù)載跳變后，系統(tǒng)中注入了一定的無功電流。圖26為輸入級(jí)A相的各個(gè)模塊的交流側(cè)電壓(濾除開關(guān)頻率分量后)，可見在負(fù)載變?yōu)椴黄胶夂?，無功注入算法令其中一個(gè)模塊的調(diào)制度為1，即交流電壓峰值為125V，與直流電壓相等，同時(shí)另兩個(gè)模塊的調(diào)制度小于1，與3.2節(jié)中描述的一致。圖27顯示了各個(gè)模塊的直流電壓。

圖24 電網(wǎng)電流(CPC,無功分量注入)Fig.24 Grid current(CPC, reactive component injection)

圖25 A相電網(wǎng)電壓與電流(CPC,無功分量注入)Fig.25 Phase A grid voltage and current (CPC, reactive component injection)

圖26 輸入級(jí)A相的模塊交流端口電壓 (CPC,無功分量注入)Fig.26 AC voltages of modules in phase A (CPC, reactive component injection)

圖27 輸入級(jí)直流電壓(CPC,無功分量注入)Fig.27 DC voltages of input stage(CPC, reactive component injection)

5.3 基于多端口高頻變壓器的自平衡電力電子變壓器

按照?qǐng)D14拓?fù)浯罱ɑ诙喽丝诟哳l變壓器的自平衡拓?fù)涞姆抡婺Ｐ?。圖28顯示了輸入級(jí)的輸入電流，在0.4s后仍為平衡，可見該拓?fù)渚哂醒a(bǔ)償不平衡負(fù)載的能力。圖29顯示了拓?fù)渲心骋粋€(gè)高頻變壓器的二次側(cè)電流。其中圖29(a)顯示了負(fù)載跳變之前，負(fù)載平衡時(shí)的二次側(cè)電流，此時(shí)的二次側(cè)電流波形相同，對(duì)應(yīng)的三路輸出功率也相同；圖29(b)顯示了負(fù)載跳變之后，負(fù)載不平衡時(shí)的二次側(cè)電流，此時(shí)的二次側(cè)電流波形不同，對(duì)應(yīng)的三路輸出功率也不同。負(fù)載功率的不平衡只會(huì)體現(xiàn)在高頻變壓器的二次側(cè)線圈中，不會(huì)反映到一次側(cè)，從而實(shí)現(xiàn)了不平衡負(fù)載功率的補(bǔ)償。圖30顯示了各個(gè)模塊的直流電壓。

圖28 電網(wǎng)電流(自平衡PET)Fig.28 Grid current (self-balancing PET)

圖29 多端口高頻變壓器的二次側(cè)線圈電流Fig.29 Secondary side currents of multi-winding high frequency transformer

圖30 輸入級(jí)直流電壓(自平衡PET)Fig.30 DC voltages of input stage (self-balancing PET)

圖16所示的模塊化自平衡拓?fù)渑c本拓?fù)涞妮敵霾ㄐ蜗嗤?，因此在本文里不再另做仿真?yàn)證。

6 拓?fù)涞膶?duì)比

3種拓?fù)涞膹?fù)雜度對(duì)比如表1所示。從拓?fù)浔旧淼膹?fù)雜度來看，自平衡拓?fù)?交叉相連接拓?fù)?獨(dú)立相連接拓?fù)?。從控制算法?fù)雜度來看，交叉相連接+無功分量注入算法>獨(dú)立相連接+零序注入算法>交叉相連接+模塊調(diào)制度算法>自平衡拓?fù)淇刂扑惴ā?/p>

不同拓?fù)?算法下，為了補(bǔ)償全范圍不平衡負(fù)載功率，輸入級(jí)模塊所需的電壓/電流裕量如表2所示。星型+獨(dú)立相連接拓?fù)涞妮斎爰?jí)模塊需要3倍的電壓裕量，三角形+獨(dú)立相連接拓?fù)涞妮斎爰?jí)模塊需要1.15倍的電流裕量；交叉相連接拓?fù)湓诓蛔⑷霟o功分量，單純利用模塊調(diào)制度實(shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載補(bǔ)償時(shí)，輸入級(jí)模塊需要3倍的電壓裕量；交叉相連接采用無功分量注入實(shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載補(bǔ)償時(shí)，輸入級(jí)模塊需要1.11～1.53倍電流裕量，這一數(shù)字取決于系統(tǒng)的額定調(diào)制度[19]；自平衡拓?fù)淅猛負(fù)浔旧韺?shí)現(xiàn)不平衡補(bǔ)償，輸入級(jí)模塊不需要額外的電壓或者電流裕量。

表1 拓?fù)鋵?duì)比

表2 輸入級(jí)模塊所需電壓/電流裕量對(duì)比

值得注意的是，交叉相連接+模塊調(diào)制度方案雖然難以用于補(bǔ)償全范圍負(fù)載不平衡，但在系統(tǒng)對(duì)負(fù)載不平衡的補(bǔ)償能力要求較低的情況下，是最簡(jiǎn)單實(shí)用的方案。

7 結(jié)論

本文研究三種模塊化多輸出電力電子變壓器拓?fù)涞牟黄胶庳?fù)載補(bǔ)償功能。對(duì)三種拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)不平衡負(fù)載補(bǔ)償?shù)脑砼c算法進(jìn)行了研究，對(duì)三種拓?fù)錇閷?shí)現(xiàn)大范圍不平衡負(fù)載補(bǔ)償所需的額外電壓/電流容量進(jìn)行了比較，并進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

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Comparison of several modular multi-output power electronic transformer topologies on unbalanced load compensation capability

OUYANG Shao-di, LIU Jin-jun

(School of Electrical Engineering, Xi’an Jiaotong University, Xi’an 710049, China)

Power Electronic Transformer (PET) can provide not only voltage level transform and isolation, but also some additional functions. The multi-output function, enabling the PET to drive multiple loads, is one of these additional functions. When driving multiple loads, there will be unbalanced load condition, which would bring challenge to the PET’s operation. Therefore, topologies and control strategies suitable for multi-load PET needs to be studied. This paper compares three different topologies on unbalanced load compensation capability, including seperate-phase-connected topology, cross-phase-connected topology and self-balancing topology. The seperate-phase-connected topology handles the unbalanced load by zero sequence voltage/current injection into the input stage. The cross-phase-connected topology handles the unbalanced load by adjusting the modulation indexes of modules within a input stage cluster or injecting reactive component into the input stage. The self-balancing topology handles the unbalanced load by the topology itself and the use of multi-winding high frequency transformer. This paper analyzes the operation principle and control strategy of these three topologies. The unbalanced load compensation function of the three topologies is verified by Simulink.

power electronic transformer; multi-output; unbalanced load; topology

2017-03-02

歐陽少迪(1989-), 男, 湖北籍, 博士研究生, 研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儔浩鳌⒋蠊β蔇C-DC變流器； 劉進(jìn)軍(1970-), 男, 湖南籍, 教授, 博士, 研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)在電能質(zhì)量控制及電力系統(tǒng)中的應(yīng)用、電力電子電路和系統(tǒng)的建模、分析與控制、電力電子變壓器、模塊化多電平變流器等。

TM41

A

1003-3076(2017)05-0011-10