俞 珊,徐志望

(1.福州大學至誠學院,福州 350002;2.福建睿能科技股份有限公司,福州 350003)

基于dsPIC數(shù)字控制的240WAC/DC變換器研制*

俞 珊1*,徐志望2

(1.福州大學至誠學院,福州 350002;2.福建睿能科技股份有限公司,福州 350003)

為了降低開關(guān)電源裝置的體積重量與成本,采用一款高性能dsPIC芯片實現(xiàn)240 W AC/DC變換器的數(shù)字控制。該變換器由Boost PFC電路和LLC諧振變換電路兩級電路構(gòu)成,并通過數(shù)字控制技術(shù)整合了所需的模擬控制功能。通過制作原理樣機,實現(xiàn)整機變換效率大于92%,且運行在空載與20 A滿載下的實驗結(jié)果驗證了所提出的雙滯環(huán)自適應(yīng)控制策略及其數(shù)字控制方式的可行性與合理性。

變換器;數(shù)字控制;功率因數(shù)校正;雙滯環(huán);自適應(yīng)

近年來,隨著市場對高頻開關(guān)電源需求日益嚴格,AC/DC開關(guān)電源朝著高功率因數(shù)、高變換效率和高功率密度以及小型化、模塊化、智能化發(fā)展[1]。傳統(tǒng)的模擬控制技術(shù)為提高性能指標,需要大規(guī)模增加控制電路,從而增加了電路的復雜性,降低了電源的可靠性和穩(wěn)定性,已不能適應(yīng)時代的需求。

隨著數(shù)字處理芯片的迅猛發(fā)展,數(shù)字控制技術(shù)在高頻開關(guān)電源中得到日益廣泛的應(yīng)用。與傳統(tǒng)的模擬控制技術(shù)相比,數(shù)字控制技術(shù)不僅在控制策略實現(xiàn)方式的靈活性、產(chǎn)品的一致性與可靠性、產(chǎn)品開發(fā)周期與更新?lián)Q代上,都具有明顯的優(yōu)勢[2-4]。同時,采用數(shù)字控制技術(shù)還可以大幅度地減少元器件的數(shù)量與PCB尺寸,從而降低產(chǎn)品的體積重量與成本。

1 系統(tǒng)架構(gòu)

基于dsPIC數(shù)字控制的AC/DC變換器系統(tǒng)架構(gòu),如圖1所示。它主要由輸入整流濾波電路、PFC功率因數(shù)校正電路、直流母線電容CBus、DC/DC直流變換電路以及兩塊dsPIC數(shù)字控制芯片構(gòu)成。

圖1 基于dsPIC數(shù)字控制的AC/DC變換器系統(tǒng)架構(gòu)

PFC功率因數(shù)校正電路將輸入正弦交流電轉(zhuǎn)換為直流電,并以高功率因數(shù)維持輸入電流的正弦化,使終端用電設(shè)備獲得最大的有功功率,從而提高供電系統(tǒng)的電能利用率[5-6]。在中、大功率應(yīng)用場合,通常采用工作于CCM電流連續(xù)模式下的Boost PFC電路來實現(xiàn)穩(wěn)壓功能與高功率因數(shù)。

在后級DC/DC直流變換電路拓撲的選取上,由于LLC諧振變換器可以在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通以及副邊二極管的零電流關(guān)斷,有效降低開關(guān)損耗與電磁干擾,成為高頻高效開關(guān)電源的優(yōu)選電路拓撲[7-9]。

在數(shù)字控制電路芯片選擇上,本文采用高性能、高集成度的16位數(shù)字信號控制芯片dsPIC33FJ16GS502分別控制Boost PFC電路與LLC諧振變換電路兩級功率電路,并實現(xiàn)原副邊之間的電路通信。dsPIC33FJ16GS502芯片是由Microchip公司出品,運行速度高達40 MIPS,具有多個PWM發(fā)生器,10位ADC采樣通道和高速比較器等,適用于數(shù)字化高頻開關(guān)電源中。

圖2 基于dsPIC數(shù)字控制的Boost PFC電路框圖

2 系統(tǒng)設(shè)計

2.1 Boost PFC電路

基于dsPIC數(shù)字控制的Boost PFC電路框圖,如圖2所示。其中,BD1～BD4構(gòu)成輸入整流橋,L1為Boost電感,S1為功率場效應(yīng)管,D1為整流二極管,CBus為Bus母線電解電容,Rs為電流采樣電阻,控制芯片IC1采用前述的16位數(shù)字信號控制器dsPIC33FJ16GS502,驅(qū)動芯片IC2采用TI公司的驅(qū)動芯片UCC27524。Boost PFC控制電路由電壓反饋外環(huán)和電流反饋內(nèi)環(huán)構(gòu)成。其中,電壓反饋外環(huán)起到調(diào)節(jié)和穩(wěn)定直流母線電壓的作用;電流反饋內(nèi)環(huán)使得輸入電流波形與輸入電壓波形保持跟蹤性能,從而實現(xiàn)高功率因數(shù)PF與低諧波失真度THD[10-11]。

如圖2所示,Boost PFC控制電路需要采樣輸入電壓uin、電感電流iPFC和直流母線電壓UBus,作為數(shù)字控制算法的3個重要輸入?yún)?shù)。Kf、Ks和Kd分別是相對應(yīng)的增益系數(shù),可通過Mathcad數(shù)學軟件計算得到。

通過對輸出電壓采樣信號KdUBus與電壓參考基準Vref進行比較,得到的誤差量Vd,作為電壓反饋外環(huán)的輸入。電壓外環(huán)通過環(huán)路計算得到的輸出K1、輸入電壓采樣信號Kfuin和輸入電壓平均值Vacavg共同構(gòu)成乘法器的輸入量,乘法器的輸出為電流基準信號Iref。

通過對PFC電流采樣信號KsiPFC與電流參考基準Iref進行比較,得到的誤差量Id,作為電流反饋內(nèi)環(huán)的輸入。電流內(nèi)環(huán)通過環(huán)路計算得到的K2輸出給PWM模塊,保證了電感電流iPFC跟隨電流參考基準Iref的變化過程。Boost PFC功率電路模型可以通過空間狀態(tài)平均法建模得到,電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)的環(huán)路參數(shù)可以通過MATLAB建模仿真設(shè)計,并可通過SIMetrix軟件驗證。

如圖3所示,由于電感電流iPFC在場效應(yīng)管S1的開關(guān)瞬間存在電流毛刺尖峰,故應(yīng)該避免dsPIC芯片在S1開關(guān)工作的瞬間對電感電流進行采樣,否則將造成電路的不穩(wěn)定工作。因此,通?？梢栽陔姼须娏鞯纳仙刂悬cA或下降沿中點B進行AD采樣,即采樣電感電流平均值。

圖3 電感電流iPFC采樣示意圖

然而,在AC/DC PFC的應(yīng)用環(huán)境中,開關(guān)S1的占空比在一個工頻周期內(nèi)變化很大。當占空比非常小或者非常大,電感電流采樣仍然會受到開關(guān)噪音的干擾,從而影響采樣的準確度。為了適應(yīng)該工作環(huán)境,可以在上升沿中點A和下降沿中點B分別采樣,并取其兩者的平均值后作為電感電流采樣值,即:

(1)

2.2 LLC諧振電路

基于dsPIC數(shù)字控制的半橋LLC諧振電路框圖,如圖4所示。其中,Q1、Q2為原邊半橋功率場效應(yīng)管,Cr1、Cr2為諧振電容,Lr為諧振電感,Lm為諧振電感,T為高頻變壓器,Dr1、Dr2構(gòu)成副邊全波整流電路,Cf為輸出濾波電容?？刂菩酒琁C3采用前述的16位數(shù)字信號控制器dsPIC33FJ16GS502,驅(qū)動芯片IC4采用Silicon Labs公司的隔離驅(qū)動芯片Si8233,從而實現(xiàn)LLC諧振變換器靈活與可靠的數(shù)字控制。

圖4 基于dsPIC數(shù)字控制的半橋LLC電路框圖

由于場效應(yīng)管、二極管、高頻變壓器等功率器件中寄生電容的客觀存在,將導致LLC變換器諧振網(wǎng)絡(luò)元件參數(shù)的改變,其等效電路如圖5所示。圖5中,Ceq為等效寄生電容,Rac為等效輸出負載。

圖5 考慮寄生電容的LLC等效電路

根據(jù)拉氏變換,可推導出輸出/輸入傳遞函數(shù):

(2)

進行歸一化處理后,則可得到考慮寄生電容Ceq的LLC變換器輸出電壓增益M的表達式,如式(3)所示。

(3)

式中:電感系數(shù)k=Lm/Lr,歸一化頻率fn=fs/fr,fs為開關(guān)頻率,fr為諧振頻率,電容系數(shù)Cn=Ceq/Cr。Q為負載系數(shù),從空載(Q=0)開始隨著負載加重而增大。

為了直觀體現(xiàn)寄生電容Ceq對LLC變換器輸出電壓增益M的影響,本文通過一個仿真實例進行分析說明。根據(jù)經(jīng)驗參數(shù),Ceq一般為皮法數(shù)量級,假設(shè)Ceq為500 pF,諧振電容Cr為30 nF,電感系數(shù)k為5,諧振頻率fr為105 kHz,通過Mathcad軟件,得到不同負載系數(shù)Q下的增益曲線,如圖6所示。

圖6 LLC輸出電壓增益曲線

由圖6可知,由于寄生電容Ceq的存在,使LLC變換器輸出電壓增益曲線新增一個諧振頻率點,從而使得LLC在相對高頻工作條件下出現(xiàn)輸出電壓增益失真現(xiàn)象。這將導致在空載Q=0或輕載條件下,變換器會因為沒有合適的閉環(huán)工作頻率點,輸出電壓出現(xiàn)不穩(wěn)定或失控過壓等現(xiàn)象。

為了保證LLC諧振變換器在不同負載條件下均能實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)高效變換和動態(tài)快速響應(yīng)的優(yōu)良性能控制[12-15],dsPIC數(shù)字控制電路采用一種新穎的雙滯環(huán)自適應(yīng)控制策略,其控制示意圖如圖7所示。

圖7 雙滯環(huán)自適應(yīng)控制示意圖

首先,dsPIC數(shù)字控制芯片對負載電流Io進行AD采樣,然后通過電流滯環(huán)比較,判斷變換器是否進入輕載間歇運行模式范圍。當負載電流Io降低至電流滯環(huán)下限值IoL時,由于LLC變換器通過閉環(huán)控制已無法得到合適的閉環(huán)工作頻率點,輸出電壓Uo將逐步升高至電壓紋波上限值UoH,控制芯片關(guān)閉PWM驅(qū)動信號。當Uo逐步降低至間歇控制模式的電壓滯環(huán)下限值UoL時,啟動PWM驅(qū)動信號,施加的開關(guān)頻率為諧振頻率fr;當Uo上升至電壓滯環(huán)上限值UoH時,再次關(guān)閉PWM驅(qū)動信號,如此往復。在此期間,若芯片IC3檢測到負載電流Io上升至電流滯環(huán)上限值IoH時,則變換器離開間歇控制模式,回到輸出電壓閉環(huán)控制模式。

通過對負載電流Io進行滯環(huán)比較控制,可避免變換器在閉環(huán)控制模式和間歇控制模式之間頻繁切換,導致變換器出現(xiàn)不穩(wěn)定工作狀況。在間歇控制模式的Ton時間內(nèi),給變換器施加頻率為諧振頻率fr的PWM驅(qū)動信號,使LLC在每個間歇開關(guān)周期TBurst內(nèi)只有最先開通的開關(guān)管是硬開關(guān)開通,之后的每個開關(guān)周期均可實現(xiàn)軟開關(guān),從而實現(xiàn)了輕載效率的優(yōu)化;同時,通過采用輸出電壓滯環(huán)限定邏輯(UoH?UoL),可在全負載范圍內(nèi)將輸出電壓紋波限定在產(chǎn)品規(guī)格要求范圍之內(nèi)。

3 實驗驗證

本文完成了一臺基于dsPIC數(shù)字控制的240W AC/DC變換器的實驗樣機制作,樣機的基本電氣規(guī)格參數(shù)如下:輸入電壓uin為90 V～264 V AC,輸入頻率fin為47 Hz～63 Hz,整機變換效率>92%,輸出電壓Uo為12 V DC,輸出電壓紋波ΔUo為120 mV,最大輸出電流Io_max為20 A。樣機的關(guān)鍵電路元件參數(shù)與型號如表1所示。

表1 樣機關(guān)鍵電路元件參數(shù)與型號

圖8、圖9分別給出了實驗樣機在120 Vac/50 Hz輸入電壓和240 W滿載輸出工作條件下的關(guān)鍵波形。從圖8所示的Boost PFC變換電路關(guān)鍵波形可知,PFC電感工作在CCM電流連續(xù)模式下,功率場效應(yīng)管S1的開關(guān)頻率為90 kHz,直流母線電壓為 400 VDC,與設(shè)計目標吻合。樣機的輸入電流iin除了圖8(c)中虛線圈中所示的存在過零畸變之外,基本與輸入電壓uin保持同頻同相,且其功率因數(shù)PF值高達0.999、總諧波失真度THD<4%,充分體現(xiàn)了變換器高功率因數(shù)與低諧波失真度的優(yōu)良性能。

圖8 Boost PFC變換電路關(guān)鍵波形

圖9 半橋LLC諧振變換電路滿載下關(guān)鍵波形

從圖9所示的半橋LLC諧振變換電路關(guān)鍵波形可知,功率場效應(yīng)管Q2的漏源極電壓uDS在驅(qū)動電壓uGS上升沿到來之前,就已經(jīng)下降至零;副邊整流二極管Dr2電流在二極管關(guān)斷之前就下降為零。因此,半橋LLC諧振變換電路的原邊功率場效應(yīng)管實現(xiàn)了零電壓開通(ZVS),副邊整流二極管實現(xiàn)了零電流關(guān)斷(ZCS),充分體現(xiàn)了變換器高變換效率與低電磁干擾度的優(yōu)良性能。

圖10給出了實驗樣機在空載條件下的關(guān)鍵波形。從圖7可知,通過采用雙滯環(huán)自適應(yīng)控制策略,樣機在空載下的輸出電壓紋波ΔUo的峰峰值為106 mV,滿足樣機±0.5%的電壓紋波穩(wěn)態(tài)要求。同時,采用Chroma功率分析儀66202測量原理樣機的變換效率可知,在額定輸入電壓120 Vac/50 Hz下、滿載與半載的整機效率分別達到93.2%和92.6%,滿足樣機工程規(guī)格要求。

圖10 原理樣機空載關(guān)鍵波形

4 小結(jié)

針對開關(guān)電源數(shù)字化控制的應(yīng)用要求,本文以dsPIC33FJ16GS502為數(shù)字控制芯片實現(xiàn)雙滯環(huán)自適應(yīng)控制策略,并制作了一臺240 W AC/DC 變換器樣機。樣機實驗結(jié)果表明,采用dsPIC數(shù)字控制技術(shù)的AC/DC變換器具有高功率因數(shù)、高變換效率、低輸出電壓紋波等優(yōu)點,可廣泛應(yīng)用于各種中大功率變換場合。

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ImplementationofDigitalControl240WAC/DCConverterBasedondsPIC*

YUShan1*,XUZhiwang2

(1.Zhicheng College,Fuzhou University,Fuzhou 350002,China;2.Fujian Raynen Technology Co.,Ltd.,Fuzhou 350003,China)

In order to reduce the size and cost of switching power supply,a digital control 240W AC/DC converter using a high-performance dsPIC is presented. The converter consists of single Boost PFC and LLC resonant DC/DC converter,and integrates the required analog control functions via digital control technology. The experimental prototype achieves the conversion efficiency greater than 92%,and the experimental results under no-load and 20 A full load conditions verify the feasibility and rationality of proposed dual hysteresis adaptive digital control strategy.

converter;digital control;power factor correction;dual hysteresis;adaptive

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.05.017

項目來源:福建省教育廳基金項目(JA14356)

2016-07-16修改日期2016-11-25

TM46

A

1005-9490(2017)05-1135-05

俞珊(1984-),女,碩士,漢族,福建莆田人,福州大學至誠學院,講師,工學碩士,主要研究方向為電力電子變流技術(shù)、電力電子高頻磁技術(shù),shanfzu@sina.cn。