徐 晟，李心潔，劉永杰，裘健豪

(1.上海無線電設(shè)備研究所，上海201109;2.空軍駐上海航天局軍事代表室，上海201109)

0 引言

微波組件對外射頻接口的電壓駐波比(VSWR)是衡量外部設(shè)備與微波組件之間微波信號傳輸效率的指標。微波在不同介質(zhì)中傳輸時，波的能量有一部分會被反射，反射波與傳輸波疊加后形成駐波。電壓駐波比是指駐波電壓峰值與電壓谷值之比。最理想的情況是VSWR的值等于1，表示沒有任何反射;如果VSWR的值大于1，表示有一部分波被反射。

微波組件內(nèi)部大都以微帶線作為微波傳輸介質(zhì)，接口通常是高頻同軸電連接器，兩者或是通過焊接、或是通過金絲鍵合連接，在工藝上很難保證完全匹配，而且微帶線的另一端一般與芯片金絲鍵合連接，由于不同組件使用的芯片各不相同，會造成在同軸電連接器端口的信號反射和反射大小的不一致，電壓駐波比也會相應(yīng)變化。

如果能在微波組件設(shè)計階段就考慮VSWR的調(diào)整方式，通過理論計算，在微帶主線與旁邊片式電容間進行金絲鍵合，引入匹配要素，在組件調(diào)試過程中根據(jù)測得的接口VSWR數(shù)值，選擇合適的片式電容與微帶主線進行鍵合后，將VSWR控制在一個較低的值，有效減少微波組件的調(diào)試時間，同時增加調(diào)試穩(wěn)定性。

1 組件接口特性

組件的射頻接口與芯片之間的微波信號傳輸，通常是由微帶線過渡的，示意圖如圖1所示。微帶線與射頻接口內(nèi)導(dǎo)體的連接、微帶線與芯片間金絲鍵合連接，都會導(dǎo)致互連的不連續(xù)性，從而引起組件接口處電壓駐波比的惡化。

上述不連續(xù)性在組件裝配完成后不可以再隨意調(diào)整，如果裝配后發(fā)現(xiàn)VSWR指標存在超差的情況，在不影響裝配的前提下，在微帶線旁邊引入單片式電容，通過金絲鍵合線接入微帶線，如圖1所示。主動引入容性匹配以抵消上述不連續(xù)點(互連處)引起的接口VSWR變差的情況。

但是單片式電容的尺寸大小、金絲鍵合線的長度、單片式電容到互連處的距離都會對接口VSWR產(chǎn)生影響，如果單片式電容接入方式不對，反而會加劇VSWR指標惡化。下面對上述要求進行詳細討論。

2 單片式電容接入等效模型

基于單片式電容的VSWR調(diào)整電路結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。失配電路為模擬實際電路中的不連續(xù)性而引入，通過改變其尺寸，可以模擬射頻端口測得的不同數(shù)值VSWR;微帶線的寬度尺寸保證50Ω匹配性;引入單片式電容和金絲鍵合線，以增加參與電路匹配的電容值而減少對微波傳輸信號的相位影響;單片式電容面積直接反映了接入電容值，是主要調(diào)整參數(shù);單片式電容與微帶線之間的距離一般不作為變量，保證在一個數(shù)值，以兩者間無較強耦合作用、金絲鍵合線不要過長為宜;金絲鍵合線接入微帶線的鍵合點到失配電路的距離l1是調(diào)整VSWR參數(shù)的關(guān)鍵變量，不合適的l1值反而會對VSWR造成不利影響。

將圖2的電路結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)換為物理模型，如圖3所示。ZS為失配電路的特性阻抗，根據(jù)ZS可以算出VSWR值;Z0為微帶線特性阻抗，一般為50Ω。

θ1是失配電路至金絲鍵合處的微帶線的電長度，θ2是金絲鍵合處至芯片負載的微帶線電長度。θ1=2πl(wèi)1/λg，λg是微波信號在微帶線上的傳輸波長可表示為[1]

式中：λ0為自由空間波長;h為微帶線基片厚度;W為微帶線導(dǎo)帶的寬度;εr為基片的相對介電常數(shù)。

金絲鍵合線等效模型由與兩邊微帶線的并聯(lián)電容Ce、串聯(lián)電感Lb、串聯(lián)電阻Rb等組成[2-4]。

對自由空間中長度為l，直徑為d的圓形金絲鍵合線，工作在頻率f時，并聯(lián)電容Ce為

電感Lb可表示為

串聯(lián)電阻Rb的計算公式為

從央視還看到一則“老人有病假裝健康”的公益廣告：一位老大爺與兒子通電話，句句“報平安”：“我和你媽挺好的。你想跟她通電話呀，她出去跳舞去啦！”然而鏡頭切換的卻是另一個畫面：兒子的老母正躺在醫(yī)院住院部病床上輸液，打電話的老人正在旁邊照顧著?，F(xiàn)實生活中，這樣的場景很多。父母明明生病了，緣何要瞞著兒女？一是怕兒女擔心，精神壓力加大；二怕兒女分心，影響工作。由此，讓筆者聯(lián)想到任賢齊演唱的歌曲《心太軟》：“你總是心太軟，把所有問題都自己扛……”這首歌曲或許唱的是愛情，但筆者卻聽出了什么事都自己“扛”的老年父母的復(fù)雜心態(tài)。

式(3)～式(6)中：μ0為真空磁導(dǎo)率(μ0=4π×10-7H/m);μr為鍵合線的相對磁導(dǎo)率(對于金絲，μr=1);δ為鍵合線的趨膚深度;ρ為金絲鍵合線的電阻率。

Cp為單片式電容，其電容值計算公式為

其中，Cp1為單片式電容單極面積電容，計算公式為

式中：ε0為真空介電常數(shù)(ε0=1/36π×10-9F/m);A為單片式電容單極面積。

Cf為單片式電容的邊緣電容，計算公式為[5]

式中：ltol為單片式電容邊緣的周長;t為單片式電容金屬銅箔的厚度。

3 VSWR調(diào)整電路計算

3.1 公式推導(dǎo)

由金絲鍵合線和片式電容組成的并聯(lián)支節(jié)如圖3所示，在電路中作為并聯(lián)導(dǎo)納：

式中：ω=2πf。

圖3中從信號輸入至芯片負載的級聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的歸一化ABCD矩陣為[6]

式中：zS=ZS/Z0，yB=YB/Y0，Y0為微帶線的特性導(dǎo)納。

將[aS]矩陣轉(zhuǎn)換為[s]矩陣后，可以得到參數(shù)s11的幅值，于是可計算得出

3.2 計算實例分析

為驗證單片式電容對VSWR的實際調(diào)整效果，設(shè)定各個參量值，對上述公式進行推導(dǎo)。微帶線基片厚度h=0.127 mm、導(dǎo)帶寬度W=0.38 mm、金屬銅箔厚度t=0.018 mm、相對介電常數(shù)εr=2.2、特性阻抗Z0=50Ω;圓形鍵合金絲長度l=600μm、直徑d=25μm;單片式電容長度為a、寬度為b;工作頻率f=20 GHz。則計算針對不同的VSWR值，在電長度θ1處引入不同尺寸的單片式電容后，優(yōu)化VSWR值。理論推導(dǎo)數(shù)據(jù)見表1。

表1 相同頻率優(yōu)化VSWR與片式電容尺寸、電長度關(guān)系

從表1可以看出，由阻抗失配電路引起的VSWR值偏大，可以通過在適當位置增加單片式電容得到很好的改善。在相同工作頻率下，針對不同的VSWR值，通過公式(9)可以得到合適的單片式電容尺寸值和接入點與失配電路間的電長度。

如果VSWR值越大，參與調(diào)整的單片式電容尺寸就越大。這可以理解為，電路失配越厲害，需要進行補償?shù)碾娙葜稻驮酱?。VSWR值的調(diào)整又與接入點與失配電路間的電長度有關(guān)，電路失配越厲害，補償電容需離失配電路越近。

若假定VSWR值為2，針對不同的工作頻率，計算優(yōu)化VSWR值所需的單片式電容尺寸與電長度，理論推導(dǎo)數(shù)據(jù)見表2。

從表2可以看出，對于VSWR=2的原始值，補償?shù)膯纹诫娙萁尤胛恢玫碾婇L度比較一致，都在65°～70°，因此VSWR值與電長度有明顯的對應(yīng)關(guān)系，具體數(shù)據(jù)參照表1。而隨著頻率的增大，參與補償?shù)碾娙葜禍p小，即單片式電容的尺寸減小。

表2 不同頻率優(yōu)化VSWR與片式電容尺寸、電長度關(guān)系

將表1和表2中工作頻率f=20 GHz、VSWR=2的單片式電容尺寸和電長度進行比較，可以發(fā)現(xiàn)兩者略有差異。說明VSWR值調(diào)整方式具有一定的冗余范圍，同時表明本文涉及的VSWR調(diào)整方法切實可行。

為驗證上述方法的正確性，使用HFSS軟件進行了仿真計算，仿真結(jié)果與理論計算具有很好的一致性。

4 結(jié)論

在微帶線傳輸電路中，如果需要對VSWR指標進行調(diào)整，通過引入單片式電容進行匹配可以很好地達到預(yù)期效果。本文通過引入金絲鍵合線等效模型和單片式電容等效模型，在原失配電路中建立并聯(lián)支節(jié)，計算其對調(diào)整VSWR指標的作用。該方法可以較好的用于微波組件調(diào)試生產(chǎn)過程，通過大量計算驗證，也發(fā)現(xiàn)其有一定的局限性，即只有在VSWR值不大于3時，上述推導(dǎo)方法比較準確有效。