齊叢生 李德洪

摘 要： 為了抑制機(jī)載蓄電池充電器中主開關(guān)管開通電流上升率，降低開關(guān)損耗，控制系統(tǒng)EMI噪聲，利用反激變壓器設(shè)計(jì)一種無源低損開通緩沖電路。主開關(guān)管開通時(shí)，反激變壓器原邊繞組作為開通緩沖電感，降低電流上升率；關(guān)斷過程中，變壓器副邊繞組耦合原邊繞組，能量回饋給負(fù)載蓄電池組，實(shí)現(xiàn)變壓器磁復(fù)位并提高系統(tǒng)效率。分析充電電路的工作原理，給出反激變壓器的參數(shù)確定依據(jù)，設(shè)計(jì)RCD鉗位電路吸收變壓器漏感。試驗(yàn)結(jié)果和仿真分析表明，該緩沖電路方案用于直升機(jī)機(jī)載蓄電池充電，效果良好。

關(guān)鍵詞： 機(jī)載蓄電池； 低損電路； 反激變壓器； 開通緩沖電路； 開關(guān)損耗； 漏感

中圖分類號(hào)： TN710?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2018）11?0115?04

Design of low?loss circuit for batteries in helicopter

QI Congsheng， LI Dehong

（China Helicopter Research and Development Institute， Jingdezhen 333000， China）

Abstract： The flyback transformer is used to design a passive low?loss turn?on snubber circuit to deduce the turn?on current rise rate of the main switch tube， reduce the switching loss and restrain the system EMI noise in the charger of airborne battery. When the main switch is turned on， the primary winding of the flyback transformer is taken as the turn?on snubber inductance to reduce the current rise rate. In the process of turn?off， the secondary winding of the transformer is coupled with primary winding to feed the energy back to the storage battery of the load， so as to realize the transformer magnetic reset and improve the system efficiency. The operation principle of the charging circuit is analyzed to give the parameter determination basis of the flyback transformer. The RCD clamp circuit was designed to absorb the leakage inductance of the transformer. The simulation analysis and experimental results show this snubber circuit can be applied to the charging of batteries in helicopter， and has perfect effect.

Keywords： airborne battery； low?loss circuit； flyback transformer； turn?on snubber circuit； switching loss； leakage inductance

0 引 言

隨著直升機(jī)機(jī)載蓄電池使用壽命及效率要求的提高，機(jī)載蓄電池充電技術(shù)已經(jīng)開始在直升機(jī)上得以應(yīng)用。但蓄電池充電器開關(guān)器件的高頻開關(guān)使得開關(guān)損耗不可避免[1?2]，而過高的電流變化率（di/dt）和電壓變化率（du/dt）則會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾（EMI） [3?4]。為了確保開關(guān)管能安全工作，傳統(tǒng)吸收緩沖電路能做到將能量從開關(guān)管內(nèi)轉(zhuǎn)移出來，通過電阻轉(zhuǎn)化為熱量散掉，實(shí)質(zhì)上是將開關(guān)損耗轉(zhuǎn)移到吸收緩沖電路消耗掉[5]。

本文介紹的機(jī)載蓄電池充電電路為無源低損開通緩沖電路，能將開關(guān)管開通過程中的緩沖電感能量進(jìn)行回饋，在確保開關(guān)管可靠工作的同時(shí)提高了系統(tǒng)效率。有效抑制了開關(guān)管開通過程中的di/dt，減小開關(guān)電應(yīng)力，降低EMI噪聲。為驗(yàn)證電路效果，試驗(yàn)時(shí)提高了輸入、輸出電壓及電流。

1 工作原理

圖1a）所示為主電路結(jié)構(gòu)圖，虛線為開通緩沖電路。其中，V為電路主開關(guān)管，D為續(xù)流二極管，[L]為濾波電感，[L1]為變壓器原端電感——緩沖電感，輸出負(fù)載為蓄電池組，反激變壓器T和二極管D1共同構(gòu)成開通緩沖電路。

主開關(guān)管V開通時(shí)，等效電路如圖1b）所示。變壓器原邊繞組電流呈線性上升，原副邊繞組感應(yīng)電壓極性如圖1b）所示。此時(shí)，二極管D1處于反向截止?fàn)顟B(tài)，副邊繞組沒有電流通過。

主開關(guān)管V關(guān)斷后，等效電路如圖1c）所示。變壓器原邊繞組電流呈線性下降，副邊繞組感應(yīng)電壓極性如圖1c）所示。此時(shí)，二極管D1正向?qū)ǎ儔浩髟吚@組在主開關(guān)管V導(dǎo)通過程中儲(chǔ)存的能量耦合至副邊繞組，回饋給蓄電池組供電，從而提高變換器整體效率，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了反激變壓器磁復(fù)位。

2 反激變壓器的設(shè)計(jì)

2.1 原邊繞組電感量計(jì)算

本文將變壓器原邊繞組作為主電路開通緩沖電感來抑制開關(guān)管開通電流的上升率，因此，設(shè)計(jì)變壓器時(shí)先計(jì)算原邊繞組電感值。開關(guān)管開通時(shí)，有：

[L1didt=Uin]

即：

[L1=Uindtdi]

式中：[L1]為變壓器原邊繞組電感值；Uin為直流輸入電壓，實(shí)驗(yàn)室中為三相整流輸出，約為600 V；開關(guān)管開通電流上升時(shí)間dt設(shè)計(jì)為1 μs；輸出電流最大設(shè)置為恒流70 A。開關(guān)管開通時(shí)由于緩沖電感的限流作用，開關(guān)管電流呈線性上升，所以有：

[L1=600×1×10-670=8.57 μΗ]

故反激變壓器原邊繞組電感確定為8.57 μH。

2.2 原、副邊繞組匝比的確定

開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，如圖1c）所示，二極管D1由反向截止轉(zhuǎn)為正向?qū)?，變壓器副邊電壓被鉗位在蓄電池組電壓（45～190 V）。該電壓耦合至變壓器原邊繞組，疊加到開關(guān)管關(guān)斷電壓上。此時(shí)，開關(guān)管所承受的電壓為：

[Uce=Uin+nUL2=Uin+nUo]

式中：n為變壓器原、副邊匝比；[UL2]為變壓器副邊繞組電壓；Uo為蓄電池組電壓。顯然，若n比較大，開關(guān)管將承受很高的電壓應(yīng)力。

在開關(guān)管開通過程中，變壓器副邊繞組感應(yīng)電壓極性如圖1b）所示，二極管D1承受的反向電壓為變壓器副邊繞組電壓與蓄電池組電壓之和：

[UD1=UL2+Uo=1nUL1+Uo]

此時(shí)，[UL1=]Uin=600 V。若n比較小，則D1將承受很高的反向電壓。例如，當(dāng)n≤1，輸出負(fù)載電壓為190 V時(shí)，有：

[UD1≥600+190=790 V]

所以匝比不能過小。綜合考慮，本文將變壓器原、副邊繞組匝比定為1[∶]1。

根據(jù)伏秒平衡原理，為保證緩沖電感能量在開關(guān)管關(guān)斷期間能完全回饋給蓄電池組，實(shí)現(xiàn)變壓器磁復(fù)位，應(yīng)有：

[UL1×tr=n×UL2×t2]

即：

[Uin×tr=n×Uo×t2]

[t2=Uin×trUo×1n≤T×（1-D）]

式中：T為開關(guān)周期；tr為開關(guān)管開通電流上升時(shí)間；t2為變壓器副邊繞組工作時(shí)間；D為占空比。占空比取最小值0.1時(shí)，有：

[1n≤T×（1-D）×Dtr=10-4×（1-0.1）×0.110-6=9]

變壓器原副邊匝比確定為1[∶]1，滿足伏秒平衡要求。

2.3 RCD鉗位電路設(shè)計(jì)

實(shí)際情況中變壓器漏感將引起開關(guān)管電壓應(yīng)力增加等問題[6]，本文設(shè)計(jì)了RCD鉗位電路吸收變壓器漏感，具體如圖2虛線框所示。

開關(guān)管關(guān)斷期間需將變壓器原邊漏感[Lm]內(nèi)能量全部釋放到鉗位電容[C1]內(nèi)，于是有：

[12C1（Udsmax-Uin-Uo?in）2-12C1U2C0=12LmI2inp]

即：

[C1=LmI2inp（Udsmax-Uin-Uo?in）2-U2C0]

式中：[Lm=]1.1 μH；Udsmax為主開關(guān)管V能承受的最大漏?源電壓，本文取1 200 V ；Iinp為輸出電流最大值，取70 A；Uo?in為由負(fù)載耦合至變壓器原邊的電壓，最大值為190 V；[UC0]為鉗位電容[C1]初始電壓，通常情況下其值為0。因此，有：

[C1=LmI2inp（Udsmax-Uin-Uo?in）2=1.1×10-6×702（1 200-600-190）2≈3.2×10-8]

RCD鉗位電路中電容[C1]值確定為0.1 μH。

為確保[C1]在開關(guān)管開通期間將電荷全部釋放，應(yīng)有：

[ton≥（3～5）C1R1]

即：

[R1≤ton（3～5）C1]

開關(guān)管工作頻率為10 kHz，最小占空比設(shè)置為0.1，則ton取最小值時(shí)，有：

[R1≤10-5（3～5）×0.1×10-6=20 Ω]

RCD鉗位電路中電阻[R2]值確定為10 Ω。

3 仿真分析及試驗(yàn)結(jié)果

3.1 仿真分析

本文利用仿真軟件PSPICE對(duì)電路進(jìn)行分析。仿真電路的參數(shù)設(shè)置為：輸入電壓為600 V DC；濾波電感為0.7 mH；主開關(guān)管工作頻率為10 kHz，占空比為0.2；變壓器原邊電感為8.57 μH，漏感為1.1 μH；RCD鉗位電路中電阻為10 Ω，電容為0.1 μF。

仿真結(jié)果如圖3～圖6所示。其中，U1和i1分別為主電路加開通緩沖電路后開關(guān)管工作電壓和電流波形；U2和i2分別為主電路加開通緩沖電路前開關(guān)管工作電壓和電流波形；[iL2]為變壓器副邊回饋至負(fù)載蓄電池組電流波形。

圖3a）和圖3b）分別為主電路加開通緩沖電路前、后開關(guān)管工作電壓和電流波形。

圖4所示為加開通緩沖前、后開關(guān)管開通過程中電流波形對(duì)比。由圖4可以看出，開關(guān)管開通電流在加緩沖電路后有如下變化：

1） 開通電流尖峰降低明顯，開關(guān)管電流沖擊減小；

2） 開通電流上升率明顯降低，有效減小了系統(tǒng)EMI。

圖5所示為加開通緩沖電路前、后開關(guān)管開通過程中電壓及電流波形。由圖5可以看出，增加緩沖電路后，主開關(guān)管開通過程中工作電壓與電流交疊面積更小，從而降低了開通損耗。

圖6所示為加開通緩沖電路后開關(guān)管工作電流及變壓器副邊繞組電流波形。由圖6可見，在開關(guān)管關(guān)斷期間，變壓器副邊繞組有回饋至蓄電池組的電流，實(shí)現(xiàn)了緩沖電感能量的回饋。

3.2 試驗(yàn)結(jié)果

本文針對(duì)設(shè)計(jì)的蓄電池組充電電路方案進(jìn)行了試驗(yàn)驗(yàn)證。

圖7所示為開關(guān)管工作電壓和電流波形。其中，A為電壓波形；B為電流波形。由圖7可見，在開關(guān)管開通過程中電流上升斜率降低，電壓和電流交疊面積變小，緩沖電路效果明顯。

圖8所示為開關(guān)管電壓和變壓器副邊繞組回饋電流波形。其中，A為開關(guān)管電壓波形；B為變壓器副邊繞組電流波形。由圖8可見，開關(guān)管關(guān)斷后，變壓器副邊有電流回饋至蓄電池組。實(shí)現(xiàn)變壓器磁復(fù)位的同時(shí)，將變壓器原邊繞組——緩沖電感能量回饋給蓄電池組，提高了充電電路的效率。

4 結(jié) 論

本文介紹了一種直升機(jī)機(jī)載蓄電池組充電電路及利用反激變壓器設(shè)計(jì)的無源低損緩沖電路。仿真及試驗(yàn)結(jié)果表明，本文介紹的緩沖電路能有效抑制開關(guān)管開通電流上升率，減少開關(guān)損耗，降低開關(guān)電應(yīng)力，削弱EMI，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了緩沖電感能量回收，提高了充電電路的整體效率。電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，效果良好，具備一定的實(shí)用價(jià)值。

參考文獻(xiàn)

[1] MITOVA R， JEAN C， AUBARD L， et al. Fully integrated gate drive supply around power switches [J]. IEEE transactions on power electronics， 2005， 20（3）： 650?659.

[2] ABRAHAM F J， JDAAN V W. Electromagnetic energy propagation in power electronic converters： toward future electromagnetic integration [J]. Proceedings of the IEEE， 2001， 89（6）： 876?889.

[3] 潘星，劉會(huì)金.IGBT功率器件工作中存在的問題及解決方法[J].電力自動(dòng)化設(shè)備，2004，24（9）：9?14.

PAN Xing， LIU Huijin. Problem occurred in IGBT and their resolvents [J]. Electric power automation equipment， 2004， 24（9）： 9?14.

[4] 黑木一男，易厚梅.抑制開關(guān)時(shí)的di/dt的IGBT門極驅(qū)動(dòng)電路[J].電力牽引快報(bào)，1998（3）：33?38.

HEI Muyinan， YI Houmei. IGBT gate drive circuit for switch suppression [J]. Electric traction bulletin， 1998（3）： 33?38.

[5] 侯聰玲，吳捷，李金鵬，等.蓄電池充電方法的研究[J].電源技術(shù)應(yīng)用，2004，7（2）：118?121.

HOU Congling， WU Jie， LI Jinpeng， et al. Research on battery charging technology [J]. Power supply technology and applications， 2004， 7（2）： 118?121.

[6] PARISE R J. Quick charge battery with internal thermal management [C]// 2002 Energy Conversion Engineering Conference and Exhibition. [S.l.]： IEEE， 2002： 120?127.