葛興杰，陸 鋒,2

（1.江南大學(xué)物聯(lián)網(wǎng)工程學(xué)院，江蘇無錫 214000；2.中國電子科技集團(tuán)公司第五十八研究所，江蘇無錫 214072）

1 引言

集成電路集成度隨著摩爾定律發(fā)展了40多年，在性能提升的同時(shí)也面臨著芯片因內(nèi)部能量損耗而造成溫度過高，從而影響芯片性能、效率和穩(wěn)定性等問題。研究表明，芯片溫度平均每升高1℃，MOS管的驅(qū)動(dòng)能力將下降約4%，集成電路的失效率會(huì)增加一倍。因此，在芯片內(nèi)部設(shè)計(jì)一個(gè)靈敏度高、結(jié)構(gòu)簡單可靠、適用范圍廣的過溫保護(hù)電路就顯得尤為重要[1-4]。

傳統(tǒng)的過溫保護(hù)電路主要有兩種結(jié)構(gòu)：一種是采用齊納二極管的正溫系數(shù)Vz和三極管的負(fù)溫系數(shù)相減得到一個(gè)與溫度相關(guān)的電壓，控制三極管的通斷，得到所需要的過溫保護(hù)信號(hào)；第二種是利用三極管的負(fù)溫系數(shù)VBE來與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，通過比較器輸出過溫保護(hù)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)保護(hù)電路的功能[5]。這兩種結(jié)構(gòu)都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)：第一種結(jié)構(gòu)簡單，但受工藝影響較大；第二種精度高，但需要帶隙基準(zhǔn)電路產(chǎn)生參考電壓，還需要比較器進(jìn)行電壓比較，對(duì)電路設(shè)計(jì)和版圖面積都有一定的限制。

2 電路原理

圖1為典型的過溫保護(hù)電路，Vout為輸出。

圖1 傳統(tǒng)過溫保護(hù)電路

式（1）中，VB1為三極管 Q1的基極電壓，Vz為齊納二極管DZ的導(dǎo)通壓降(一般小于5 V)。在正常工作情況下，合理設(shè)置電阻R1和R2的阻值，使得三極管Q1的基極-發(fā)射極電壓VBE1小于開啟電壓VTH，三極管截止，此時(shí)輸出電壓Vout為高電平；當(dāng)溫度上升時(shí)，三極管Q0的基極電壓VBE0下降，因此，三極管Q1的基極電壓VB1升高，超過閾值電壓時(shí)Q1導(dǎo)通，輸出電壓Vout信號(hào)翻轉(zhuǎn)，從而禁止芯片工作。

因?yàn)檫@個(gè)閾值電壓是由電阻比例決定的，所以基本不受工藝的影響，而且可以忽略由溫度變化引起的細(xì)微誤差，但當(dāng)芯片溫度下降時(shí)，三極管的閾值電壓VTH升高，Q1的基極電壓下降到截止點(diǎn)，Q1管關(guān)斷，芯片繼續(xù)工作，溫度上升，容易使電路引發(fā)熱振蕩[7]。

3 改進(jìn)型電路的設(shè)計(jì)

3.1 正溫系數(shù)電流的產(chǎn)生

圖2所示為一個(gè)正溫系數(shù)電流的產(chǎn)生電路。其工作原理如下：IE0為三極管Q0的發(fā)射極電流，I2為流過電阻R2的電流，IB1為三極管Q1的基極電流，ID0為PMOS管M0的漏極電流，正常工作時(shí)，三極管Q1導(dǎo)通，有：

圖2 正溫系數(shù)電流產(chǎn)生電路

當(dāng)芯片溫度升高時(shí)，三極管的電壓VBE下降，而：

式（4）中，β為三極管的放大倍數(shù)，VTH為三極管的開啟電壓，由此可知，I2是負(fù)溫度系數(shù)電流，IE0是正溫度系數(shù)電流，可以得到一個(gè)對(duì)溫度變化更敏感的正溫電流IB1。

3.2 過溫保護(hù)功能

圖3是本文提出的一種過溫保護(hù)電路設(shè)計(jì)，本電路的創(chuàng)新之處是利用共源共柵電流鏡復(fù)制上述的正溫電流，通過合理設(shè)置各MOS管的參數(shù)，讓正溫電流的變化直接影響PMOS管的漏極輸出電壓，從而對(duì)后續(xù)的控制電路提供翻轉(zhuǎn)控制信號(hào)。

圖3 本文提出的過溫保護(hù)電路

由M0、M1兩個(gè)相同類型的MOS管構(gòu)成共源共柵結(jié)構(gòu)電流鏡，根據(jù)公式：

M3管工作在三極管區(qū)（線性區(qū)），因此，根據(jù)公式：

可得M3管輸出的漏極電壓VD1，當(dāng)溫度在正常范圍內(nèi)時(shí)，M3管的漏極電壓VD1經(jīng)過緩沖器B2后不足以讓施密特觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)，電路輸出電平為低電平；當(dāng)芯片溫度升高時(shí)，正溫電流VB1變大，三極管Q1的集電極電流ID0變大，鏡像電流ID1同時(shí)變大，拉高了M3管的漏極電壓VD1，當(dāng)VD1超過閾值電壓時(shí)，施密特觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)，同時(shí)電路輸出高電平，產(chǎn)生控制信號(hào)關(guān)閉開關(guān)管。

3.3 遲滯功能的實(shí)現(xiàn)

本文提出的過溫保護(hù)電路另一個(gè)創(chuàng)新之處在于過溫保護(hù)遲滯功能的實(shí)現(xiàn)，遲滯電路如圖3中虛線框中所注，遲滯作用如圖4所示。

圖4 遲滯作用示意圖

當(dāng)芯片工作在正常溫度范圍內(nèi)，施密特觸發(fā)器輸出高電平信號(hào)，M7管導(dǎo)通，將電阻R4短路；當(dāng)芯片溫度升高超過閾值溫度T1時(shí)，此時(shí)M3管的漏極電壓VD1的值為VT1，施密特觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)輸出低電平信號(hào)，使得M7管關(guān)閉，電阻R4作為分壓電阻開始作用于正溫電流產(chǎn)生電路，導(dǎo)致流過R3的電流I0減小，該溫度T1下的三極管Q1的基極電流IB1則進(jìn)一步增大，使得M3管的漏極電壓VD1由VT1跳變到VT2，如圖4所示，若此時(shí)溫度在閾值左右小范圍波動(dòng)，VD1不會(huì)降到閾值電壓VT1以下，所以施密特觸發(fā)器不會(huì)來回翻轉(zhuǎn)；當(dāng)溫度由高持續(xù)降低到T1時(shí)，此時(shí)的VD1值為VT2，仍大于VT1，觸發(fā)器狀態(tài)不會(huì)改變，隨著溫度的下降，當(dāng)溫度降到使得VD1的值為VT1時(shí)，觸發(fā)器將翻轉(zhuǎn)，輸出高電平，M7管再次導(dǎo)通，短路電阻R4，此時(shí)的溫度為T0。由于施密特觸發(fā)器的翻轉(zhuǎn)電平不一致，當(dāng)溫度下降時(shí)，VD1的溫度需降到T0以下才能使觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)，而此時(shí)的VD1值比閾值電壓VT1要小，避免了熱振蕩。

4 仿真結(jié)果

設(shè)計(jì)的電路采用Cadence軟件Spectre進(jìn)行仿真，模型基于CSMC 0.25 μm工藝庫。圖5是正溫電流隨溫度變化示意圖。

圖5 正溫電流隨溫度變化

由圖5和圖6可知，當(dāng)芯片溫度上升到165℃時(shí)，正溫電流急劇增大，輸出跳變?yōu)楦唠娖?，?dǎo)致芯片被關(guān)斷；當(dāng)芯片溫度降至144℃時(shí)，輸出跳變?yōu)榈碗娖剑酒匦麻_啟，溫度滯回量為21℃。

圖6 過溫保護(hù)電路的過溫關(guān)斷和遲滯特性

圖7為過溫保護(hù)電路在不同工藝角下的仿真結(jié)果。熱關(guān)斷溫度的變化范圍為160～165℃，遲滯開啟溫度基本沒有變化，不受工藝影響。

針對(duì)不同電源電壓進(jìn)行仿真的結(jié)果列于表1。可以看出，隨著電源電壓的升高，電路關(guān)斷和芯片的溫度變化較細(xì)微，總體溫度滯回量在21～21.8℃的小范圍內(nèi)波動(dòng)。

表1 熱關(guān)斷溫度和遲滯開啟溫度與電源電壓的關(guān)系

將本文電路仿真參數(shù)與相關(guān)文獻(xiàn)[4，6，8]的電路進(jìn)行比較，結(jié)果列于表2。

表2 本文電路與相關(guān)文獻(xiàn)[4，6，8]的性能比較

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種結(jié)構(gòu)新穎的過溫保護(hù)電路，利用三極管的VBE的負(fù)溫度系數(shù)特性，產(chǎn)生一個(gè)高靈敏度的正溫系數(shù)電流，通過電流鏡精確復(fù)制電流，利用MOS管的漏極電壓隨漏極電流變化的性質(zhì)產(chǎn)生一個(gè)溫度控制信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)過溫保護(hù)功能；同時(shí)利用施密特觸發(fā)器避免熱振蕩，增強(qiáng)了電路的穩(wěn)定性。

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