王翰淼 許根養(yǎng) 程鑫 劉奔

摘 要：對(duì)于測(cè)量干擾源阻抗的問題，文中通過分析諧振法、插損法、雙電流探頭法，以及實(shí)驗(yàn)測(cè)量了微逆變器的交流側(cè)共模源阻抗并對(duì)插損法進(jìn)行Pspice仿真。經(jīng)分析開關(guān)電源EMI源阻抗方法的特點(diǎn)，發(fā)現(xiàn)插損法更適合測(cè)量干擾源的阻抗，證明了共模源阻抗主要受寄生電容的影響。文中針對(duì)傳統(tǒng)插損法的不足，在理論上分析并提出一種優(yōu)化插損法，證明其具有一定的可行性。

關(guān)鍵詞：噪聲源阻抗測(cè)量;諧振法;優(yōu)化插損法;EMI;濾波器;共模源阻抗;Pspice仿真

中圖分類號(hào)：TP39;TM937.3文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A文章編號(hào)：2095-1302（2019）02-00-04

0 引 言

開關(guān)器件的高速通斷給電路帶來高頻的EMI，嚴(yán)重時(shí)甚至?xí)绊戨娐菲渌骷恼９ぷ?，因此國?nèi)外都制定了相應(yīng)的EMI標(biāo)準(zhǔn)。解決EMI問題最常用的方法依然是在系統(tǒng)中加入EMI濾波器[1]。在設(shè)計(jì)開關(guān)電源時(shí)，為了使開關(guān)電源滿足相應(yīng)的EMI標(biāo)準(zhǔn)，必須設(shè)計(jì)一個(gè)EMI濾波器。與通信和微波應(yīng)用領(lǐng)域中源阻抗和終端阻抗都是50 Ω不同，開關(guān)電源的實(shí)際EMI源阻抗和負(fù)載阻抗并非50 Ω[2]。在EMI標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試中需要線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)（Line Impedance Stabilization Network，LISN）隔離測(cè)試中的其他干擾源，同時(shí)為干擾提供負(fù)載，即在EMI標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試中EMI的負(fù)載阻抗是確定的，但是開關(guān)電源的源阻抗不確定，其受很多因素的影響，如變換器拓?fù)?、功率等?jí)、元件寄生參數(shù)等。差模（DM）噪聲源主要受整流二極管反相恢復(fù)、線路中的等效串聯(lián)電阻和并聯(lián)大電容的高頻等效電感的影響;共模（CM）干擾源阻抗主要受開關(guān)器件與散熱片寄生電容的影響[3-4]。

依據(jù)互聯(lián)網(wǎng)研究，系統(tǒng)工作頻率區(qū)域內(nèi)，如果傳送線路相符，可對(duì)于輸入和輸出進(jìn)行阻礙，得到信號(hào)功率傳送最大值。如果進(jìn)入噪音濾波器的輸入和輸出阻礙與工作頻率區(qū)域內(nèi)的終端阻礙不相符，噪音信號(hào)能夠被最大程度地阻止。所以在EMI濾波器中，得出一個(gè)非常重要的原理—阻礙失配原理：感應(yīng)高阻礙端應(yīng)選取電容低阻設(shè)置，電容低阻端應(yīng)選取感應(yīng)高阻設(shè)置。實(shí)際設(shè)計(jì)EMI濾波器時(shí)，若在50 Ω-50 Ω阻抗下設(shè)計(jì)，會(huì)導(dǎo)致EMI濾波器被實(shí)際應(yīng)用于開關(guān)電源中對(duì)干擾的抑制效果比預(yù)想差，故在設(shè)計(jì)EMI濾波器時(shí)需要考慮干擾源阻抗。

1 源阻抗測(cè)量方法分析

目前測(cè)量噪聲源阻抗的方法主要有諧振法[5-6]、插損法[7]和雙電流探頭法[8]。已有學(xué)者提出使用諧振技術(shù)測(cè)量離線式開關(guān)電源的EMI等效源阻抗的方法[4-5]，其通過加入電感器并使之與變換器傳導(dǎo)干擾的等效內(nèi)阻抗發(fā)生諧振，便可從諧振頻率和品質(zhì)因數(shù)推知EMI的等效阻抗[4-5]，但高頻時(shí)的結(jié)果不可信。

1.1 諧振法

1983年，Lon M.Schneider提議用諧振技術(shù)建立離線式變換電磁干擾等效模型的方法，通過加入電感并使之與變換器傳導(dǎo)干擾的等效內(nèi)阻抗發(fā)生諧振，從諧振頻率和品質(zhì)因數(shù)推知電磁干擾的等效阻抗[6]。諧振法主要用于評(píng)估開關(guān)電路的噪音源阻礙。假如噪音源是一個(gè)電流源的諾頓等效電路，源阻礙是電阻串聯(lián)電容器與電流源并聯(lián)的阻礙，則將諧振電感添加到開關(guān)電路的輸出中，與源阻礙中的電容發(fā)生共振，以評(píng)估源阻礙的程度。

然而，由于不清楚源阻礙，因此選取適當(dāng)?shù)闹C振電感很困難，必須嘗試不同的電感值。此外，諧振電感器并非理想的元件。當(dāng)頻率增加時(shí)，其依賴指數(shù)發(fā)生顯著變化，因此在高頻下的結(jié)論不可靠。

諧振方式只提供源阻礙模型的大概評(píng)估。與找到適當(dāng)諧振電感器的工作量相比，該方式費(fèi)力且耗時(shí)，效果不明顯。

1.2 插損法

Dongbing Zhang[7]提議進(jìn)入消耗的噪音源阻礙檢測(cè)電路：通常狀況下，檢測(cè)共模電感串聯(lián)在電路阻礙檢測(cè)共模阻擾的來源或差模電容并聯(lián)連接檢測(cè)差模阻礙源。源阻礙的值依據(jù)阻礙進(jìn)入前后電路中干涉的改變來計(jì)算。

該方式中，進(jìn)入的阻礙必須適合一定的情況，其所獲得的源阻礙才是可靠的。通常串聯(lián)進(jìn)入的共模電感阻礙相比共模源阻礙大很多，并聯(lián)進(jìn)入的微分模電容器的阻礙要遠(yuǎn)得多，相比差模源阻礙要小得多。因此，有必要選取電感值、電容值較大的阻礙元件進(jìn)行驗(yàn)證，當(dāng)頻率升高時(shí)，阻礙元件的依賴指數(shù)對(duì)阻礙的影響效果顯著。此外，該方式僅僅獲得了源阻礙的模量，未獲得相位值。若想獲得相位值，則必須運(yùn)用復(fù)希爾伯特變換。

與共振法對(duì)比，進(jìn)入消耗的方式不必驗(yàn)證，重復(fù)電感的選取相對(duì)容易，近似源阻礙的阻礙曲線，因此可方便獲得組件的阻礙。

1.3 雙電流探頭法

Kye Yak See提議的雙電流探針法將注射電流探針注入阻擾電路組合電容器，與另一個(gè)檢測(cè)電路中的電流探針檢測(cè)阻擾電流通過組合電容運(yùn)用頻譜研究儀檢測(cè)注入前后阻擾電流，通過電路中的阻擾計(jì)算源阻礙。

由于必須在EMI標(biāo)準(zhǔn)檢測(cè)設(shè)置中加入LISN檢測(cè)阻擾，因此必須消除雙電流探針法中LISN對(duì)檢測(cè)電路的影響，故在測(cè)點(diǎn)和LISN之間增加一個(gè)大電感。值得注意的是，在開關(guān)電路輸出功率升高的情況下，分離電感不可飽和。此外，采取信號(hào)發(fā)生器注入阻擾的雙電流探頭方式利用頻譜研究儀檢測(cè)電流探頭檢測(cè)的阻擾，僅僅可獲得源阻礙的模量，無法獲得相位內(nèi)容。

Vuttipon Tarateeraseth改善了雙電流探頭方式，將注射電流探頭和檢測(cè)電流探頭夾在相位和中性線上，采用矢量網(wǎng)絡(luò)研究儀注入阻擾，使用VNA進(jìn)行檢測(cè)，干涉注入前后的共模源阻礙。無需分離電感器和組合電容，擦除高頻率依賴指數(shù)的因素，使得相位線、開關(guān)電路與LISN之間的中線不再通過電氣連接。此外，還能夠利用VNA檢測(cè)噪音源阻礙的相位內(nèi)容。

趙波[8]提出的雙電流探頭法測(cè)量原理是通過設(shè)置被測(cè)噪聲源為短路導(dǎo)線、標(biāo)準(zhǔn)電阻、電感、標(biāo)準(zhǔn)電容四種狀態(tài)，利用散射參數(shù)原理獲得其傳輸參數(shù)和反射參數(shù)，從而提取到被測(cè)噪聲源的高頻阻抗。

與諧振法和插損法相比，雙電流探頭法可以獲得準(zhǔn)確的阻抗幅值信息，甚至準(zhǔn)確測(cè)量2 Ω阻抗，而且改進(jìn)后使用VNA的雙電流探頭法可以測(cè)量阻抗的相位信息。但雙電流探頭法需要兩個(gè)額外的電流探頭，實(shí)驗(yàn)成本比諧振法和插損法高。且干擾源阻抗在設(shè)計(jì)EMI濾波器時(shí)只是作為參考，對(duì)源阻抗值沒有過高要求，因此對(duì)該部分不做過高要求。

根據(jù)上文所述三種方法的特點(diǎn)，選擇插損法作為源阻抗的測(cè)量方法，下文實(shí)驗(yàn)將以光伏微型逆變器的交流側(cè)共模干擾源阻抗測(cè)量為例。

2 插損法原理分析以及Pspice仿真

2.1 插損法原理

EMI測(cè)試是在LISN上的干擾測(cè)量端測(cè)量干擾噪聲，共模干擾在相線和中線為同向，共模噪聲的回路即相線與中線并聯(lián)后與地線構(gòu)成回路。將共模噪聲源等效為戴維南電路，在高頻時(shí)LISN上的電感、電容相當(dāng)于短路，得出的簡(jiǎn)化共模噪聲路徑如圖1所示。

圖1中，VCM為戴維南等效共模噪聲源，ZCM為戴維南等效共模噪聲阻抗，Rload為共模噪聲的負(fù)載阻抗，此處為25 Ω。

（1）串聯(lián)插入阻抗測(cè)量噪聲源阻抗

共模源阻抗一般大于25 Ω，可以在電路中串聯(lián)插入共模電感測(cè)量共模源阻抗，如圖2所示。

2.2 Pspice仿真插損法

由上文的敘述可知：共模源阻抗主要受開關(guān)管和扇熱片之間寄生電容的影響，因此共模源阻抗主要呈現(xiàn)容性。所以使用Pspice仿真圖2中的插損法時(shí)，將共模源阻抗ZCM設(shè)為兩種形式：500 Ω電阻;100 Ω電阻串聯(lián)1 nF電容，仿真中插入的共模電感Z為10 mH。仿真結(jié)果如圖4所示。

從圖4可看出，源阻抗為500 Ω，10 mH電感在80 kHz時(shí)滿足遠(yuǎn)大于500 Ω的條件，所以在80 kHz～30 MHz的頻段內(nèi)，源阻抗是可信的;當(dāng)共模源阻抗為電阻電容串聯(lián)時(shí)，由于電容在低頻時(shí)阻抗大于插入電感的阻抗，在高頻時(shí)共模源阻抗不滿足遠(yuǎn)大于25 Ω阻抗的要求，所以電阻串聯(lián)電容形式的源阻抗在200 kHz～1 MHz范圍內(nèi)有效，如圖中黑色虛線圈部分。

3 測(cè)量微逆變器的輸出端共模源阻抗

3.1 插入共模電感的選取

由式（1）可得，進(jìn)入共模電感的電感越大，獲得的阻礙值就越大，進(jìn)入損失值也越大。但在現(xiàn)實(shí)繞組共模電感中，為了保障共模電感對(duì)高頻依賴指數(shù)的因素較小，電感不可過大，但為了適合式（1）中的情況，共模電感的阻礙值應(yīng)該更大。電感不足和阻礙大兩者互相矛盾。為了處理這一矛盾，采取串聯(lián)進(jìn)入各種共模電感的方式，以保障單個(gè)共模電感的高頻依賴指數(shù)因素較小，進(jìn)入阻礙相對(duì)較大。還必須留意的是，因?yàn)楝F(xiàn)實(shí)電路中包含一定的噪音底板，因此模態(tài)電感進(jìn)入的頻率越高，阻礙值就越高。當(dāng)濾波器將噪音阻止到噪音底板附近時(shí)，通過升高共模電感無法獲得很大的進(jìn)入消耗。若加入過多的電感，則式（3）檢測(cè)的共模源阻礙模量過大，應(yīng)進(jìn)入適當(dāng)?shù)碾姼袛?shù)和電感。

為了在較寬的頻率區(qū)域內(nèi)獲得噪音源阻礙，如100 kHz～10 MHz，必須保障進(jìn)入的電感保持在較寬的區(qū)域內(nèi)，但單芯不適合如此寬的區(qū)域以維持穩(wěn)定的電感。如果頻率增加，電感會(huì)迅速下降。為了處理這一問題，應(yīng)確保在進(jìn)入電感器時(shí)能夠進(jìn)入若干不同芯的電感，使不同芯的主頻率不同，以保障在低頻和高頻下進(jìn)入的共模電感總量存在較高的阻礙值。

3.2 實(shí)驗(yàn)測(cè)量微逆交流側(cè)共模源阻抗

實(shí)驗(yàn)中使用光伏并網(wǎng)微型逆變器作為受測(cè)設(shè)備，測(cè)量微逆變器交流側(cè)輸出端的共模源阻抗。光伏微逆變器的輸入直流電壓范圍為23～45 V，輸出電壓為220 VAC，最大輸出功率為250 W。實(shí)驗(yàn)電路如圖5所示。

使用24 V蓄電池為光伏微逆變器提供直流電源，光伏微逆變器輸出端接100 Ω電阻負(fù)載，然后連接220 VAC單相電網(wǎng)并網(wǎng)。在圖5中微逆變器的輸出端串聯(lián)2個(gè)10 mH共模電感，1個(gè)鐵氧體磁芯，1個(gè)磁粉芯，即插入20 mH的共模電感，使用插損法測(cè)量微逆變器交流側(cè)輸出端的共模源阻抗，測(cè)量結(jié)果如圖6所示。

從圖6可以看出，在滿足式（1）的條件下，測(cè)得共模源阻抗模值的有效范圍為200 kHz～3 MHz，隨著頻率的增大，阻抗模值降低，呈現(xiàn)電容特性。因此可以將共模噪聲源阻抗擬合成R+C的形式，擬合結(jié)果如圖6中的灰線所示，電阻為300 Ω，電容為0.5 nF。

理論上共模（CM）干擾源阻抗主要受開關(guān)器件與散熱片之間寄生電容的影響，圖6中的共模源阻抗模值曲線以及擬合曲線證明了這一點(diǎn)。

測(cè)得的共模噪聲源阻抗表明實(shí)際開關(guān)電源的噪聲源阻抗并非簡(jiǎn)單的50 Ω，在低頻時(shí)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于50 Ω，所以將噪聲源阻抗簡(jiǎn)化成50 Ω，而設(shè)計(jì)的EMI濾波器在實(shí)際電路中并不能達(dá)到預(yù)期效果。以上述測(cè)量為例，如果在200 kHz的頻率點(diǎn)取得同樣大小的插損值，在圖6中的源阻抗下設(shè)計(jì)的濾波器中的電感值會(huì)比50 Ω源阻抗下設(shè)計(jì)的濾波器中的電感值大10倍，為開關(guān)電源設(shè)計(jì)EMI濾波器應(yīng)當(dāng)考慮干擾源阻抗。

5 總 結(jié)

本文比較了三種噪聲源阻抗測(cè)量方法的優(yōu)缺點(diǎn)，最終采用相對(duì)于諧振法比較方便、相對(duì)于雙電流探頭法實(shí)驗(yàn)成本較低的插損法測(cè)量微逆變器的共模噪聲源阻抗。Pspice仿真證明當(dāng)滿足插損法源阻抗計(jì)算公式的條件時(shí)，插損法得到的源阻抗模值與實(shí)際源阻抗模值一致。實(shí)驗(yàn)實(shí)際測(cè)得微逆變器輸出端的共模源阻抗為容性，證明了共模源阻抗主要受到寄生電容的影響。同時(shí)，本文也指出了噪聲源阻抗的測(cè)量對(duì)EMI濾波器設(shè)計(jì)的作用。最后針對(duì)普通插損法存在的不足，即必須多次試探才能獲取更高的準(zhǔn)確度進(jìn)行了理論上的優(yōu)化改進(jìn)，證明了這種思想在一定程度上是可行的。

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