基于SRS遍歷容量的下行波束賦形性能研究

徐嘯濤 陳麗琴 李 蕾

1(浙江機(jī)電職業(yè)技術(shù)學(xué)院 浙江 杭州 310053)2(浙江商業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院 浙江 杭州 310053)3(諾基亞通信系統(tǒng)技術(shù)(北京)有限公司浙江分公司 浙江 杭州 310053)

Detection capacity

0 引 言

長期波束賦形和短期波束賦形是下行鏈路波束賦形傳輸?shù)膬煞N主要表現(xiàn)形式。對(duì)于短期波束賦形，每個(gè)子帶的權(quán)重因子可能不同，而對(duì)于長期波束賦形，就一個(gè)UE整個(gè)頻帶來說，通常只有一個(gè)加權(quán)因子。長期波束賦形使用的信道信息是基于統(tǒng)計(jì)信息的，平均為幾百毫秒一次統(tǒng)計(jì)平均；而短期波束賦形則使用瞬時(shí)信道信息。文獻(xiàn)[1]中已有表述：從性能的完美性角度來看，短期比長期波束賦形更加易于優(yōu)化，但對(duì)非理想化因素相當(dāng)敏感。從另一方面而言，長期波束賦形傳輸技術(shù)更加健壯，且有較低的計(jì)算復(fù)雜度。對(duì)于短期波束賦形，它應(yīng)該與調(diào)度器相協(xié)調(diào)，以獲得更好的性能。

在波束賦形性能研究中，與RRM相關(guān)的SRS提供了基于上行調(diào)度器的CQI信號(hào)值和基于下行波束賦形的CSI值。SRS遍歷容量的精確性主要表現(xiàn)在能夠容納最大8 CDM的UE終端，分散在不同子載帶上的不同CDM的UE終端，能夠具有高的CQI和CSI可靠性。

1 系統(tǒng)模型構(gòu)建

在下行波束賦形傳輸技術(shù)應(yīng)用中，上行鏈路和下行鏈路可以穿越相同的頻率波段信號(hào)。信道的簡單線性公式模型包括RF鏈的影響如圖1所示。在相鄰的載波間，OFDM技術(shù)能夠?qū)挶容^寬的頻率選擇性MIMO信道轉(zhuǎn)換成多個(gè)子窄帶穩(wěn)定衰減的MIMO信道。在下行波束賦形傳輸發(fā)送端和接收端模型分別如圖1和圖2所示。

圖1 下行波束賦形傳輸模型發(fā)送端示意圖

圖2 下行波束賦形傳輸模型接收端示意圖

其中：Hdl(t)為2×8下行鏈路矩陣；W為8×1波束預(yù)編碼矢量；x(t)為下行傳輸信號(hào)；y(t)為接收信號(hào)；n(t)為具備零均值和單元方差的單獨(dú)復(fù)高斯元2×2矩陣的區(qū)間干擾。

根據(jù)圖1和圖2，可以列出下行波束賦形傳輸公式為：

Y(t,n)=H(t,m)·W·X(t,m)+n(t,m)

Hul(t)可以在基站物理層測(cè)量，假設(shè)Hul(t)和Hdl(t)可以相互作用，則瞬時(shí)信道協(xié)方差矩陣的每個(gè)矢量[3]計(jì)算如下：

(1)

SRS遍歷容量可以被讀取為：

或者

在下行波束賦形傳輸技術(shù)中，對(duì)于基站的傳輸，系統(tǒng)并不限定發(fā)射功率與發(fā)射天線數(shù)，m個(gè)TX天線總的發(fā)送功率是單個(gè)天線的M倍。對(duì)于等效比較值，可以在后續(xù)處理中減去信噪比下的功率增益。所有的結(jié)果都是標(biāo)準(zhǔn)的單天線的發(fā)射功率。

在標(biāo)準(zhǔn)的SCM信道模型，發(fā)射功率天線為交叉極化天線。與非極化天線相比，它具有3 dB的損耗。當(dāng)瞬時(shí)寬帶信道對(duì)UE功率要求過高時(shí)，將采用下行波束賦形技術(shù)以對(duì)信道進(jìn)行估值平均。然后通過線性變換得到所有帶寬相同權(quán)重的不同頻率的信道信息進(jìn)行合并操作，此信道估計(jì)方法在標(biāo)準(zhǔn)SCM信道模型中的應(yīng)用在文獻(xiàn)[4]中已作表述。

所以，對(duì)于SRS遍歷容量也可以用如下公式表示:

2 獲得空間相關(guān)矩陣R

在波束賦形傳輸技術(shù)中，對(duì)于空間相關(guān)矩陣R的獲得有許多種方法，在此解決方案中，周期性的從UE發(fā)送SRS以估計(jì)基站的下行鏈路信道。時(shí)域信道系數(shù)矩陣表示如下:

(2)

式中:si,j是抽頭i天線j的系數(shù)；L是時(shí)域中信道的抽頭數(shù)；N是子載波的數(shù)量。并且：

si,j=0i=L,L+1,…,N-1j=1,2,…,ntx

另一方面，頻域信道系數(shù)矩陣表示如下:

(3)

式中：N是子載波的數(shù)量；hi,j是子載波i天線j的系數(shù)。顯然，從式(2)、式(3)可以得出：

Hf=DFT(Ht)=FHt

(4)

式中：F是傅里葉變換矩陣，同時(shí)也能得出：

從式(2)-式(4)可以得出頻域相關(guān)估計(jì)空間相關(guān)矩陣R。時(shí)域信道系數(shù)也可以被建模為獨(dú)立于抽頭和天線之間的圓對(duì)稱過程[5]。從而得出：

(5)

n=0,1,2,…,N-1

(6)

通過式(6)，可以得出:

(7)

基于上述分析，E不是i的函數(shù)。因此長期的空間相關(guān)性不具有頻率選擇性，從而可以通過長時(shí)間的任意頻率平均來獲得長期的空間相關(guān)矩陣[6]。

在子幀n和子載波i上，可以將瞬時(shí)相關(guān)矩陣R(n,i)定義為：

(8)

通過簡單的求和可以獲得空間相關(guān)矩陣：

3 SRS遍歷容量配置

對(duì)于下行波束賦形傳輸技術(shù)而言，長期波束賦形可以作為基準(zhǔn)線，有助于權(quán)衡SRS容量和終端節(jié)能控制以及復(fù)雜性。一種基于瞬時(shí)信道形態(tài)的混合波束賦形能夠表現(xiàn)為混合長期和短期的波束賦形傳輸技術(shù)。此外，也應(yīng)該考慮長期相關(guān)矩陣的主要特征向量的自適應(yīng)選擇性。混合波束賦形性能高度依賴于SRS配置，例如帶寬和周期性，它需要與高級(jí)的無線資源管理(RRM)相協(xié)調(diào)。BF_VEC_OUTPUT_PERIOD被定義為計(jì)算波束賦形向量的周期。該參數(shù)在配置時(shí)應(yīng)比終端SRS的全帶寬掃描周期時(shí)間要長。

文獻(xiàn)[7]中對(duì)SRS基本容量以及對(duì)相應(yīng)不同波束賦形傳輸技術(shù)之間的影響做了簡要的表述。關(guān)于SRS容量，之前的估計(jì)是基于理想信道估計(jì)的。然而，最大的SRS CDM能力總是不能達(dá)到，CDM能力取決于SRS的準(zhǔn)確性，如果CDM#UE數(shù)目從8降低到4，那么每符號(hào)SRS能力將小于100。另一個(gè)問題是，在正常上行鏈路中增加一個(gè)SRS符號(hào)需要更多的資源與波束形成增益。同時(shí)，SRS配置也應(yīng)該支持端口依賴信道的調(diào)度器，至少不會(huì)危及上行調(diào)度器性能。所以SRS配置應(yīng)該同時(shí)考慮DL和UL調(diào)度器(4PRB的SRS)，比如應(yīng)該支持多少SRS BW，是否再加一個(gè)上行信道符號(hào)，從UL進(jìn)行探測(cè)等問題?；趯?shí)際SRS的下行波束賦形和上行調(diào)度器如何協(xié)調(diào)優(yōu)化性能等仍然是未來值得研究的方向。

SRS遍歷容量配置對(duì)波束賦形信道估算方案的改進(jìn)優(yōu)勢(shì)如下：

1) 可以自適應(yīng)混合短期和長期算法。

2) 射頻RF可以校準(zhǔn)誤差建模以改善對(duì)波束賦形性能影響。

3) 可以用于波束賦形的MI-ESM link2系統(tǒng)接口更新。

4) 能夠用于計(jì)算慢變化均勻信道協(xié)方差矩陣特征向量的迭代Jacobi算法。

5) 可以用于上行鏈路性能改進(jìn)的固定波束接收機(jī)，例如選擇性波束導(dǎo)向接收器(2RX MRC代替8RX)。

6) 可以用于支持波束賦形SRS配置的正常PUSCH接收機(jī)。雙層波束賦形也是一種寬帶波束賦形算法，它可以選擇相關(guān)矩陣R的最多兩個(gè)主要特征向量作為整個(gè)頻帶加權(quán)因子。

4 性能仿真評(píng)估

4.1 仿真假設(shè)條件

假定關(guān)于8根和2根發(fā)射天線情景，相同的RRU功率將不同發(fā)射天線方案的發(fā)射功率歸一化為具有相同的發(fā)射功率以進(jìn)行公平比較。下行波束賦形器通過時(shí)域和頻域兩者平均來計(jì)算。每200個(gè)SRS(例如1 s)對(duì)波束賦形器進(jìn)行更新。一般參數(shù)限制如下：

1) 5 MHz帶寬，TDD UL/DL配置1。

2) 基于ITU M.2135，Urban Macro NLoS的完整SCM信道模型;AS=5°(低方位角)和15°(高方位角)。

3) X極化天線陣列8×2/8×1/4×1/4×2;1Tx @ UE，無天線切換。

4) 基于多負(fù)載的模擬，每個(gè)模擬總共15個(gè)負(fù)載，每個(gè)負(fù)載10 s，隨機(jī)生成AoA/AoD，每個(gè)負(fù)載的路徑延遲和PDP，通過平均多個(gè)負(fù)載求BLER的值。

5) 假設(shè)SRS和PDSCH傳輸之間有4個(gè)TTI反饋延遲。

6) 上行鏈路中的白噪聲發(fā)生在一個(gè)終端和一個(gè)基站。

基于SRS配置的相關(guān)參數(shù)如下：

1) SRS帶寬為每個(gè)UE 4～24 PRBs。

2) 在UpPTS的最后一個(gè)符號(hào)為5 ms周期。

3) 基于波束賦形矢量計(jì)算的實(shí)際SRS上行鏈路噪聲功率為2 dB。

4.2 不同方位角下仿真性能

如上假設(shè)值所述，時(shí)延擴(kuò)展和角擴(kuò)散應(yīng)服從某種隨機(jī)分布[8]，它們的RMS值應(yīng)該是固定值。但對(duì)于每一個(gè)下降隨機(jī)取樣，信道實(shí)現(xiàn)是隨機(jī)值，并與隨機(jī)種子值相關(guān)。

首先，離線選擇AS=5°和15°的種子，建立種子庫。然后對(duì)每一隨機(jī)取樣滴，從種子庫中取出隨機(jī)種子。如圖3所示，點(diǎn)是每一次隨機(jī)取樣滴的值(不同的隨機(jī)種子)，曲線是平均性能。通過嘗試不同的天線發(fā)射/接收數(shù)量來進(jìn)行仿真模擬。

圖3 不同方位角的仿真性能分析圖

圖3中，對(duì)于不同的隨機(jī)種子可以得出完全不同的性能。在具有雙接收天線時(shí)，可以提供3～5.5 dB的增益，在單接收天線終端處中可以提供6～8.5 dB的增益。這是幾乎沒有損失的噪聲SRS的情況?？梢缘贸?，在小方位角(AS)的情況下，仿真效果更好。

1) 特征波束賦形的基準(zhǔn)性能 如圖4所示，基于瞬時(shí)信道狀態(tài)的特征短期波束賦形比基于長期平均信道知識(shí)的特征波束賦形性能要好得多。但是，由于信道改變、傳播方向變化、接收天線數(shù)量等因素的影響，增益的變化就會(huì)很大。短期波束賦形中信號(hào)質(zhì)量需求是有限的?？梢允褂眯〉腟RS帶寬(例如4 PRB)和長周期(例如每10 ms)來確保所有終端UE有足夠的探測(cè)能力，并且實(shí)現(xiàn)良好的波束賦形性能。

圖4 特征波束賦形基準(zhǔn)性能圖

2) 單一性的長期EBB衰落性能 如圖5所示，長期波束賦形使用寬帶波束賦形器，沒有或很少有偏振極化分集。單一的長期波束賦形是一個(gè)子頻帶。因此對(duì)于每個(gè)PRB，長期特征向量被隨機(jī)預(yù)編碼。由于偏振極化分集的增益，具有單一特性的長期波束賦形性能優(yōu)于普通的長期波束賦形傳輸性能。

圖5 不同模式長期EBB性能仿真比較圖

從圖5也可以得出，波束賦形技術(shù)對(duì)信道變化非常敏感，特別是對(duì)短期波束賦形，與3 km/h速度的靜態(tài)信道相比，在30 km/h移動(dòng)速度下明顯具有較大的性能損失。當(dāng)SRS跳頻使用時(shí)，最小的SRS帶寬是12個(gè)PRB，與寬頻帶相比，沒有特別大的性能損失。

5 結(jié) 語

通過本文分析，可以得出天線配置(即偏振、幾何、間距等)對(duì)應(yīng)用于自適應(yīng)波束賦形算法需求的性能有較大影響。對(duì)于高的空間相關(guān)性(即小天線距離和低方位角傳播)，長期特征波束賦形是適用于quad-X[9]天線的最優(yōu)方案，并且對(duì)于混合特征波束賦形傳輸也是最佳的。對(duì)于中等或低空間相關(guān)性(即大天線距離或非常高的方位傳播)，短期特征波束賦形的性能是最優(yōu)的。在這種情況下，不建議使用長期特征波束賦形傳輸技術(shù)，因?yàn)樗诟叩腟NR下甚至比發(fā)射分集的效果還要差。

當(dāng)移動(dòng)終端具有30 km/h移動(dòng)速度和SRS跳頻變化時(shí)，波束賦形技術(shù)對(duì)信道變化極其敏感。此時(shí)若采用單一的長期波束賦形技術(shù)，則性能損失最大。但當(dāng)采用波束賦形混合編碼技術(shù)時(shí)，性能有較大改善。單一的混合波束賦形是一個(gè)比較好的替代方案，比如Kronecker產(chǎn)品模型。由于SRS信道不平衡的影響比較大，所以8天線的波束賦形比4天線的波束賦形性能更加差。