陶長劍，歐 毅，歐 文

（1.中國科學院微電子研究所，北京 100029；2.江蘇物聯(lián)網(wǎng)研究發(fā)展中心，江蘇無錫 214135；3.中國科學院大學，北京 100029）

0 引 言

現(xiàn)代通信的快速發(fā)展使得基站天線逐漸具有了越來越令人滿意的性能，比如較寬的帶寬、穩(wěn)定的增益和方向圖、單向輻射的能力和體積的小型化等。為應(yīng)對移動用戶日益增長的對無線通信系統(tǒng)的要求，研究人員做出許多提高天線性能的研究。

對于目前主流的采用±45°雙極化和以單向輻射形式工作的戶外基站天線來說，可以按照振子的材料將其分為金屬振子[1-6]、微帶印刷振子[7-8]和金屬與PCB 板混合振子[9-11]三類。文獻[4]報道了一種緊湊的多頻帶、雙極化通信基站，該天線可以覆蓋從第二代到第四代所有通信頻段。類似的結(jié)構(gòu)還可以被應(yīng)用在LTE 700 頻段[12]。純金屬半波振子雖然具有輻射效率高、交叉極化指標較好和形式多樣化等特點，但其復雜的結(jié)構(gòu)使加工難度較大。若采用合金壓鑄工藝則成本會大大提高。文獻[7]報道了一款針對室內(nèi)走廊或著狹長街道應(yīng)用的小功率基站，該天線的振子采用雙面覆銅板制成，雖然具有成本低、小型化的優(yōu)點，但同時充分暴露了微帶天線帶寬窄、效率低的缺點。其僅有5.8%的相對帶寬和4.3 dBi的增益，使得其在實際應(yīng)用中受到了極大限制。文獻[9-11]分別報道了三款金屬與PCB 板混合振子的通信基站天線。這種類型的天線同時具有成本低和易于加工的優(yōu)點，又克服了微帶天線本身無法滿足寬帶寬要求和輻射效率低下的缺點。

低隔離度、低交叉極化比和小型化均是基站天線關(guān)注的重要指標，但由于混合振子的結(jié)構(gòu)特性，導致這種類型的天線剖面比其他形式天線剖面高。

為了克服這一問題，本文提出一款帶有諧振腔的新型雙極化、低剖面基站天線。該天線由一塊金屬片、一個鋁制反射腔和雙面覆銅板組成，并通過板背面的一對一分二路功分器饋電。仿真和測試結(jié)果表明，該天線在端口隔離度、交叉極化比和小型化方面均表現(xiàn)出優(yōu)異的性能，可以工作在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中GSM和CDMA所需要的頻段內(nèi)。

1 天線設(shè)計

1.1 工作機制概述

金屬與雙面覆銅板混合振子天線具有較寬帶寬的基本原理可以概述為，通過在雙面覆銅板上方仿真一塊金屬板作為寄生單元產(chǎn)生新的諧振頻點，當這個頻點與由微帶縫隙產(chǎn)生的諧振頻點靠近時，兩個頻點產(chǎn)生耦合，帶寬就得以展寬。

當腔體高度和反射板高度滿足諧振條件時，一部分由微帶縫隙泄露的電磁波遇到上方反射板得以反射，同時又和另一部分泄露電磁波同相疊加，從而具有低剖面和高增益的特點。當諧振腔處于諧振狀態(tài)時，泄露電磁波在寄生貼片和雙面覆銅板間經(jīng)過多次反射后，在諧振腔外側(cè)得以加強，達到一種幾乎沒有任何反射的全透射傳播。

PCB 板上每一側(cè)縫隙的尺寸應(yīng)為半個波長左右，其中波導波長與自由空間中的波長應(yīng)滿足下式：

式中：λg為半個波導波長，長度應(yīng)與單側(cè)縫隙總長度大致相等；λ0為第二個諧振頻點對應(yīng)頻率自由空間中的波長；εre為PCB 板的等效介電常數(shù)；εr為PCB 板的設(shè)計介電常數(shù)，本文應(yīng)為3.66。

1.2 天線結(jié)構(gòu)

圖1 展示了本文所述的天線在加工組裝完成后的結(jié)構(gòu)，信號由一對阻抗為50 Ω的N 接頭饋入雙面覆銅板背面饋電網(wǎng)絡(luò)。雙面覆銅板選用羅杰斯4350B，它的介電常數(shù)是3.66，損耗角正切是0.003 1，厚度是0.762 mm，上下兩面各覆有0.017 mm的銅。邊框和圓形貼片的材料均為硬鋁。圓形貼片在匹配阻抗、形成方向圖和提高增益方面均具有重要作用，它被一個由PVC 塑料制成的支架固定在基板正上方。貼片和基板的距離D=41 cm?；灞环胖迷谶吙蛏?，并由四個螺絲固定。距基板中心30 mm 處設(shè)置了四個3.5 mm×5 mm的孔用于安裝PVC塑料支架。

圖1 天線結(jié)構(gòu)Fig.1 Antenna structure

如圖2 所示，板的頂面放置了一個十字形漸變縫隙和一對空氣橋；板的背面放置了一個圓形貼片和一對饋電網(wǎng)絡(luò)，N 接頭的探針和饋電網(wǎng)絡(luò)入口通過焊接相連。四個電鍍通孔被放置在饋電網(wǎng)絡(luò)四個末端，它們的半徑是0.4 mm，通孔中心與饋電網(wǎng)絡(luò)邊緣末端的距離是0.8 mm。金屬化通孔可以使帶狀線和地板良好連接，實現(xiàn)共地。除此之外，它還可以有效抑制饋電網(wǎng)絡(luò)之間的串擾。饋電網(wǎng)絡(luò)末端中線和基板邊緣的距離為18.5 cm?？諝鈽蛏贤椎脑O(shè)置與饋電網(wǎng)絡(luò)末端通孔的設(shè)置方式相同。天線其他結(jié)構(gòu)參數(shù)如下：GN=168.5 mm，R=133 mm，R1=33.3 mm，H1=38.3 mm，H2=1.8 mm，H3=10.1 mm，H4=3.4 mm，H5=24.8 mm，H6=10.2 mm，H7=1.6 mm，H8=5.25 mm，W1=35 mm，W2=3 mm，W3=1.45 mm，W4=19.4 mm，W5=16.2 mm，W6=32 mm，AB1=10.5 mm，AB2=3 mm，AB3=9 mm，A1=22 mm，A2=16.7 mm，A3=22.5 mm，A4=2 mm，A5=35.6 mm，A6=28.2 mm，A7=1.8 mm，A8=18.5 mm，A9=7 mm，A10=10.5 mm，A11=1.65 mm，A12=A13=0.9 mm。

1.3 饋電網(wǎng)絡(luò)

本文中進行的仿真在有限元電磁仿真軟件中完成。仿真模型和實物稍有不同。本文采用一款一分二Wilkinson功分器對天線進行饋電。端口1的饋電網(wǎng)絡(luò)仿真結(jié)果如圖3 所示。在工作頻段內(nèi)，輸入端回波耗損S11為-34.48～-24.43 dB，端口間的傳輸系數(shù)S12和S13均為-3.18～-3.14 dB。一分二功率分配較好地實現(xiàn)設(shè)計目標。端口2與之結(jié)果相同，在此不再贅述。

圖2 雙面覆銅板結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of two-sided copper clad laminate

圖3 端口1饋電網(wǎng)絡(luò)仿真結(jié)果Fig.3 Simulation results of feeding network of port 1

2 天線分析

本節(jié)將對影響該天線諧振特性的四個主要器件尺寸進行分析說明。從端口饋入的信號經(jīng)微帶線傳輸至縫隙附近，并由縫隙向外泄露。為了使電磁波具有最大的輻射，每一側(cè)的縫隙長度被設(shè)計為約等于半波長。如圖4所示，T 形縫隙的長度對于兩個諧振頻點的諧振強度都有影響，隨著縫隙長度的逐漸增大，天線的整體諧振強度在逐漸減弱，同時第一個諧振頻點也在向低頻移動。但總體來說，縫隙長度的變化對天線整體諧振性能影響不大。

圖4 W1對S11的影響Fig.4 Effects of W1 on the proposed antenna′s S11

圖5 展示了鋁制寄生貼片與雙面覆銅板下表面的驅(qū)動貼片距離的改變對天線諧振的影響。由圖5 可知，兩個貼片的距離與諧振強度之間并不呈現(xiàn)線性變化的規(guī)律，而是隨著距離的加大呈現(xiàn)出“弱-強-弱”的諧振特性，并在D=41 mm時兩個諧振點達到最強的耦合。

圖5 D對S11的影響Fig.5 Effects of D on the proposed antenna′s S11

圖6和圖7 分別展示了雙面覆銅板背面驅(qū)動貼片半徑和鋁制寄生貼片半徑的改變對諧振的影響。對于本設(shè)計來說，這一組器件尺寸的改變對天線整體性能影響最為顯著。驅(qū)動貼片的尺寸直接影響了第二個諧振頻點的產(chǎn)生和變化。隨著貼片直徑的不斷增加，第二個諧振頻點呈現(xiàn)出單調(diào)向低頻移動的規(guī)律，并顯著地影響了諧振強度。R=16.75 mm時達到了最強諧振，經(jīng)綜合考慮，本文最終選用R=16.65 m 作為驅(qū)動貼片的尺寸。在這一尺寸下，天線的隔離度和交叉極化比指標有2 dB 左右的優(yōu)化，而其他指標又均能滿足設(shè)計要求。

鋁制寄生貼片作為輻射體起到了提高增益和形成方向圖形狀的作用，是本設(shè)計中最為關(guān)鍵的器件。它的尺寸直接影響了天線工作性能。如圖7 所示，寄生貼片形成了低頻處的諧振點。隨著其半徑的逐漸減小，低頻處的諧振強度也逐漸加強并不斷向高頻處移動。伴隨著兩個頻點的耦合逐漸加強，帶寬也不斷變窄，由此可以得出天線的帶寬主要受到驅(qū)動貼片和寄生貼片的尺寸影響的結(jié)論。通過在仿真軟件中查看不同頻點處表面電流的分布情況可以發(fā)現(xiàn)，寄生貼片在第一個諧振頻點表面電流較大，而驅(qū)動貼片在第二個諧振頻點表面電流較大。這也再次證明第一個諧振頻點由寄生貼片產(chǎn)生，而第二個諧振頻點由驅(qū)動貼片產(chǎn)生。除此之外，金屬邊框的高度H5對HPBW 也會產(chǎn)生影響。加高H5后，HPBW 會逐漸變窄，增益也會隨之增大。

圖6 R1對S11的影響Fig.6 Effects of R1 on the proposed antenna′s S11

圖7 R對S11的影響Fig.7 Effects of R on the proposed antenna′s S11

3 測試結(jié)果

本文所示的參數(shù)測試結(jié)果均在SATIMO SG64 全電波暗室中完成。圖8 中的S參數(shù)測試結(jié)果是由安捷倫E8362B 網(wǎng)絡(luò)分析儀給出。如圖8 所示，天線的-10 dB帶寬為806～1 010 MHz，兩端口間隔離度在工作頻段內(nèi)均在-30 dB 以下。仿真和測試結(jié)果吻合良好。如圖9所示，天線在工作頻段內(nèi)取得了79.19%～92.33%的效率和6.5～7.55 dBi的增益。與仿真結(jié)果相似，增益曲線也呈現(xiàn)出了整體向上的趨勢，但是與仿真結(jié)果有最大0.6 dBi的差距。這或許是由加工和測試誤差造成的。值得注意的是，實測的增益曲線在諧振點處可以取得最大值，與普遍認知相符。

圖8 S參數(shù)仿真和測試結(jié)果Fig.8 Measured and simulated S parameters

圖9 天線增益和效率Fig.9 Measured and simulated gain and efficiency of antenna

圖10，圖11 分別展示了端口1、端口2的方向圖，圖中左側(cè)三個是水平面方向圖，右側(cè)三個是垂直面方向圖。表1中展示了該天線在820 MHz，890 MHz和960 MHz三個典型工作頻點的測試結(jié)果。從中可以得知，該天線端口1的交叉極化水平最小為28.9 dB，端口2的交叉極化水平最小為29.5 dB。水平面和垂直面的半功率波束寬度范圍是88.22°±3.38°和71.37°±5.25°。仿真和測試結(jié)果吻合較好。

表2 列舉了一些其他類似應(yīng)用的基站天線與本工作的性能對比。文獻[10]報道了一款與本文結(jié)構(gòu)類似的結(jié)構(gòu)。從表2 可以看出，本文所提出的天線具有比文獻[10]低34%的剖面和與之相當?shù)母綦x度，較好地滿足了設(shè)計預期。但是由于本文所提出的天線結(jié)構(gòu)波束較寬，因此增益較低。這一問題可以通過加大天線口徑和提高邊框高度等措施加以解決。

圖10 天線端口1方向圖Fig.10 Directional diagrams at port 1 of antenna

圖11 天線端口2方向圖Fig.11 Directional diagrams at port 2 of antenna

表1 天線輻射性能Table 1 Radiance characteristics of proposed antenna

表2 基站天線性能比較Table 2 Comparison of performances of antenna

4 結(jié) 論

本文提出的雙極化通信基站天線結(jié)構(gòu)簡單、易于組裝、剖面低、成本低，同時又具有隔離度、交叉極化比良好，效率高等性能。該天線可以形成較為穩(wěn)定的水平和垂直方向圖，可以作為基站天線單元應(yīng)用于2G 通信系統(tǒng)中。

注：本文通訊作者為歐毅。