黃建坤 譚曉東

摘 ?要：在研究中發(fā)現與開關管相并聯的電容沒有得到足夠的重視，一直是作為其自身的寄生電容而存在，并沒有當作一個獨立的器件參與到工作過程中來。文章在總結前人研究的基礎上，發(fā)現了緩沖電容不僅可以有效影響到橋臂間高頻鏈環(huán)節(jié)電壓波形，而且不需要增加額外的開關管及儲能元件就可以實現開關管的ZVZCS導通和ZVS關斷，取得了有效的研究效果。

關鍵詞：全橋DC～DC變換器;緩沖電容;全軟開關;波形抑制

中圖分類號：TM46 ? ? ? ? 文獻標志碼：A ? ? ? ? 文章編號：2095-2945（2019）13-0079-03

Abstract： In the research， it is found that the capacitance connected in parallel with the switch tube has not received enough attention， and it has always existed as its own parasitic capacitance， instead of participating in the working process. On the basis of summarizing previous studies， it is found that the buffering capacitance can not only effectively affect the voltage wave-form of the high-frequency link between the bridge arms， but also realize the ZVZCS break-over and ZVS turn-off without adding additional switching tubes and energy storage elements， which has very important research significance.

Keywords： full-bridge DC～DC converter; buffer capacitance; all-soft switch; wave-form restraint

1 概述

本文對電容緩沖式全橋DC～DC變換器采用死區(qū)移相控制策略。此種控制方式不僅可以實現全橋DC～DC變換器的全軟開關行為，而且可以良好的抑制高頻鏈路中電壓轉換時的du/dt，減少了對變壓器絕緣的損害。文中針對電容緩沖式全橋DC～DC變換器的開關特性和工作原理進行細致的分析，并給出了各種工作狀態(tài)的電路模型及公式;深入討論了死區(qū)時間的設定條件，分析了緩沖電容的取值范圍;最后搭建了系統(tǒng)的仿真模型，并通過取得的波形驗證理論的正確性。

2 電容緩沖式全橋DC～DC變換器工作原理分析

文中對電容緩沖式全橋DC～DC變換器采用死區(qū)移相控制策略，并針對變換器的開關特性和工作原理進行分析，下圖1是電容緩沖式全橋DC～DC變換器的主電路拓撲結構，圖2是死區(qū)移相控制工作原理圖。

圖中，C為輸入電容，S1～S4為主開關管，VD1～VD4是主開關管上反并聯的二極管，C1～C4是包含有開關管自身寄生電容的緩沖電容，Lr為原邊諧振電感（包含變壓器漏感和串聯的電感），Cb是隔直電容，用來阻斷原邊電路中產生的電流直流分量。由于輸出電壓比較低，副邊采用變壓器帶中心抽頭的全波整流電路，D1、D2是整流二極管，L0、C0組合成了LC濾波電路，輸出電壓經過濾波電路給負載RL提供穩(wěn)定的直流電壓。

具體電路的工作過程分析如下。

工作狀態(tài)1（t0前）：在t0前，主開關管S2與S4導通，S1、S3關斷，兩橋臂間電壓uab等于輸入電壓Ud，電感電流iL增加至反向最大，并保持穩(wěn)定。此階段由輸入電壓通過變壓器向負載提供能量，副邊二極管D2導通，D1關斷，輸出 電流Io保持穩(wěn)定輸出，此階段電路方程如式（2-1）。

工作狀態(tài)2（t0-t1）：在t0-t1階段，t0時主開關管S2與S4關斷，由于處于死區(qū)時間內，S1和S3并不直接導通，而此時刻與主開關管S2與S4相并聯的緩沖電容C2與C4上的電壓依舊保持為零，因此實現了零電壓（ZVS）關斷。在主開關管S2與S4關斷后，因為緩沖電容C1與C3的箝位作用，與其反并聯的續(xù)流二極管不能立刻導通。此階段內，由諧振電感通過變壓器向負載供電，橋臂間的中點電壓uab呈現下降趨勢。同時，緩沖電容C1與C3放電，經由不同的通路對C2與C4充電，電流主要流經：（1）C1與C2，對C1進行放電，對C2進行充電;（2）C3與C4，對C3進行放電，對C4進行充電。因為參數完全相同，流經每一通路的電流均是iL的一半，此階段電路方程如式（2-2）。

工作狀態(tài)3（t1-t2）：在t1-t2階段內，死區(qū)時間依然存在，緩沖電容C1與C3上的電荷不為零，系統(tǒng)仍舊處于放電階段，并保持與上一階段相同的電流通路進行放電。兩橋臂間的電壓uab在此階段開始正向增加，向負載提供的能量依然來自于諧振電感中存儲的電能。在此階段內，電感電流iL保持不變向，其值呈下降趨勢。在階段末，電容C1與C3中的能量全部轉移到C2與C4中。式（2-2）中的電路函數關系也適用于此階段，電路方程同工作狀態(tài)2。

工作狀態(tài)4（t2-t3）：在t2-t3階段，t2時，緩沖電容間的電荷全部轉移完成，uc1與uc3變?yōu)榱?，uc2與uc4變?yōu)閁d。工作在此階段內，電感電流值在持續(xù)減少，并保持原來的方向不變。同時，與主開關管器件S1與S3反并聯的續(xù)流二極管VD1與VD3導通，變壓器原邊開始通過二極管進行續(xù)流，uab上升到Ud，電路經過VD3、Cb、T、Lr、VD1進行續(xù)流，電路表達式為式（2-3）。

工作狀態(tài)5（t3-t4）：在t3-t4階段，t3時刻，死區(qū)時間結束，控制電路給出主開關管S1與S3的觸發(fā)脈沖，使得S1與S3導通。同時，與之相反并聯的續(xù)流二極管VD1與VD3尚且處于導通的狀態(tài)，故而，主開關管S1與S3實現了零電壓零電流（ZVZCS）導通，電路方程同工作狀態(tài)4。

3 死區(qū)時間及緩沖電容的確定原則

3.1 死區(qū)時間確定原則

4 仿真實驗分析

仿真模型的搭建中，選擇的各元器件參數如下：Ud為600V，Uo是36V;經過計算，死區(qū)系數選為0.18，D為0.46;隔直電容為1.2μF，緩沖電容為76nF;諧振電感Lr為0.02mH，輸出濾波電容為10mF，輸出濾波電感為5μH，變換器開關頻率是50KHz。具體的仿真結果如下列圖形所示。

從上述兩幅圖比較來看，擁有緩沖電容的電路電壓變化更加接近于余弦曲線變化，對du/dt的抑制效果顯著;而且電壓在切換時刻的峰值電壓有所下降，減小了開關管承受的電壓應力，對器件和變壓器有著很好的保護作用。

5 結束語

本文主要針對電容緩沖式全橋DC～DC變換器電路控制技術進行研究。首先介紹了移相控制與死區(qū)移相控制兩種控制方式的基本工作原理，并介紹了死區(qū)移相控制方式的優(yōu)點，指出此控制方式的研究重點;其后對電容緩沖式全橋DC～DC變換器的工作原理進行了細致的分析，給出了各種工作狀態(tài)的電路模型公式;再次深入討論了死區(qū)時間的設定條件，分析了緩沖電容的取值范圍，并給出了隔直電容的取值范圍求取條件;最后通過仿真實驗來驗證理論分析，得到了緩沖電容對du/dt的抑制作用。

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