大功率牽引變流器電流諧波最小PWM控制策略的研究與實現(xiàn)*

趙 震

(中國鐵道科學研究院集團有限公司 機車車輛研究所, 北京 100081)

隨著鐵路機車車輛向高速化和重載化的方向不斷發(fā)展，大功率牽引逆變器在電力機車牽引系統(tǒng)的應用日趨廣泛，人們對交流傳動系統(tǒng)性能的要求也越來越高。作為交流傳動系統(tǒng)的核心技術(shù)--脈寬調(diào)制PWM技術(shù)也是決定牽引控制系統(tǒng)性能優(yōu)劣的關(guān)鍵技術(shù)之一。

大功率電壓型逆變器由于受到開關(guān)器件性能的限制，其最高開關(guān)頻率一般設定在幾百赫茲左右，而對于高速機車，電機的調(diào)速范圍很大，這就使得變流器會長時間工作在低載頻比工況下，而較低的載頻比會帶來一系列的問題，如輸出電流諧波較大、電機轉(zhuǎn)矩脈動加大等[1-2]。為了提高逆變器在低載頻比工況下的電流輸出質(zhì)量和驅(qū)動性能，很多文獻從不同角度提出了優(yōu)化的控制方法，如同步SVPWM調(diào)制算法、中間60°調(diào)制算法、特定諧波消除調(diào)制算法(SHEPWM)等[3-5]。與以上幾種PWM調(diào)制算法相比，文中將要論述的以諧波電流最小為控制目標的最小諧波電流PWM調(diào)制算法，在總體諧波抑制性能方面則更勝一籌[6]。

針對最小諧波電流PWM調(diào)制技術(shù)在大功率兩電平牽引逆變器中的應用，對其控制原理進行了理論分析，并論述了一種基于數(shù)字信號處理器DSP的數(shù)字實現(xiàn)方法，此外還對不同調(diào)制模式之間的切換原則及方法做了分析，通過仿真，在諧波抑制性能方面與SHEPWM調(diào)制算法進行了對比分析，最后通過試驗對不同載波比之間平衡切換的實現(xiàn)及最小諧波電流抑制的性能進行了驗證。

1 最小諧波電流調(diào)制原理分析

最小諧波電流調(diào)制算法的本質(zhì)原理為，通過控制逆變器輸出特定形狀的PWM波形，以此來達到脈沖諧波優(yōu)化的目的[7]。最小諧波電流調(diào)試算法將控制逆變器輸出相至直流母線中點的PWM波形如圖1所示，圖中α1～αN為特定的開關(guān)角度。

圖1 最小諧波電流PWM波形示意

對上述波形進行傅里葉分析，其傅里葉級數(shù)展開式為：

(1)

(2)

如果同時要求圖1波形具有基于四分之一周波對稱、半波反相和奇對稱的特點，那么波形中將只含有正弦項，并且只含有奇次諧波成分，即有：

(3)

(4)

假設圖示波形具有單位幅值，及v(t)=±1，且π/2處恒為高電平，則根據(jù)三角函數(shù)的積分公式，由式(4)可計算得：

(5)

式中，n為諧波次數(shù)，N為四分之一周期內(nèi)的開關(guān)角個數(shù)，由上面的分析可知，n為奇數(shù)，并且定逆變器輸出負載為Y型連接的對稱負載時，相電壓中將只含有6k±1次諧波。

根據(jù)式(5)，如果建立如下方程組：

(6)

可見，式(6)所立方程組，其約束條件為第5,7…k-1次諧波的幅值為0，基波幅值為U1，這其實就是前面提到的特定次諧波消除PWM(SHEPWM)算法的求解原理。通過后面第3節(jié)對SHEPWM輸出波形的諧波分析可知，其在對低次諧波消除的同時，較低次的其他特定諧波卻被顯著提高了，換言之，其總體諧波含量沒有得到最優(yōu)的抑制。我們知道，電機的諧波損耗是由諧波電流的有效值確定的，從這個角度出發(fā)，優(yōu)化的最終目標應該是諧波電流的總有效值。

對于鼠籠式異步電機，每個諧波成分都可以用一個參數(shù)恒定的線性電路來等效計算，如圖2所示，最終總的諧波電流通過疊加原理求出[8]。

圖2 異步電機等效電路

圖中，n是諧波的次數(shù)，Sn是n次諧波的轉(zhuǎn)差率。由于轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)速只與基波頻率相關(guān)，因此對于快速旋轉(zhuǎn)的諧波磁場來說，轉(zhuǎn)子可認為近似靜止，即Sn≈1；同時電機負載高次諧波下等效感抗遠大于阻抗，即n(Xls+Xlr)>>(Rs+Rr), 并且可假設nXm無窮大，則有

(7)

式中，Un和In分別是n次諧波電壓和電流的有效值。相應的總諧波電流有效值Ih的表達式為

(8)

(9)

聯(lián)立式(8)和式(9)，通過目標函數(shù)求極值的方法，即可求得諧波電流最小時，PWM脈寬調(diào)制開關(guān)角的解。

2 基于DSP的實現(xiàn)

2.1 開關(guān)角計算

從式(8)和式(9)可以看出，諧波電流最小脈寬調(diào)制開關(guān)角的求解是一個復雜的過程，涉及了大量的非線性方程的運算，雖然有一些文獻也提出了在線實時求解的方法，但這些算法均存在不可避免的弊端，即為了避免過于復雜的算法占用過大的處理器計算資源，必然要對其進行簡化，但算法的簡化將導致計算結(jié)果的誤差增大。而且非線性方程的計算不能保證每次的計算結(jié)果都收斂，這也將影響系統(tǒng)的魯棒性。因此，工程上較多采用的是離線計算開關(guān)角，在線查表輸出的方法。有很多數(shù)學工具可以對上面的條件極值數(shù)學模型進行求解，本文采用目前應用極為廣泛的計算軟件Matlab對上面的公式進行了求解，以N=2和N=3為例，開關(guān)角隨調(diào)制度變化曲線如圖3所示，圖中調(diào)制深度定義為U1/(Vdc/2)×100。

2.2 基于DSP的數(shù)字實現(xiàn)

在常見的PWM調(diào)制策略的數(shù)字化實現(xiàn)中，廣泛采取輔助三角波產(chǎn)生硬件電路，在采樣時刻計算出當前載波周期內(nèi)的占空比，通過控制送入三角載波產(chǎn)生單元的比較值來實現(xiàn)采樣時刻中間任意位置的可控波形發(fā)生。文中在前述角度計算的基礎上,采用TI公司最新的浮點型控制器TMS320F28335來實時產(chǎn)生脈沖.該型號的DSP具有高性能32位浮點運算中央處理器,且有快速的運算能力、靈活的中斷設置和豐富的外設接口。在實現(xiàn)中,主要利用了DSP的ePWM 模塊的靈活設置功能。28335允許在計數(shù)器采用增計數(shù)時,每個計數(shù)周期可以產(chǎn)生一次或者兩次比較事件。在每個中斷開始時根據(jù)實時計算的開關(guān)角度更新比較寄存器的值,然后依據(jù)中斷起始時刻電平的高低判斷產(chǎn)生比較事件時的電平動作,從而實現(xiàn)整個周期內(nèi)脈沖的生成。

圖3N=2和N=3時開關(guān)角隨調(diào)制度變化曲線

圖4 基于載波的DSP實現(xiàn)原理

以N=3為例，其具體實現(xiàn)原理如圖4所示。由圖1可知，當N=3時，諧波電流最小PWM電壓波形的3個有效開關(guān)角分布在前1/4周期，A、B、C三相相位互差120°。 DSP以固定的時間間隔對系統(tǒng)進行采樣和運算，設采樣步長為ΔT，參考相角θ隨時間連續(xù)變化，ax為一個有效開關(guān)角，令輸出的PWM波形在θ=ax時刻產(chǎn)生一次電平跳變。設Tk為當前采樣時刻，則波形跳變一般發(fā)生在Tk及其下一拍Tk+1之間，為了精確獲得該時刻，我們在當前采樣時刻不僅判斷當前時刻θk的輸出電平狀態(tài)，同時預測一拍，判斷θk+1的電平狀態(tài)：

θk+1=θk+ws·ΔT

(10)

如果兩個電平狀態(tài)相同，則表示當前一個采樣周期內(nèi)輸出無變化，如果檢測到當前值與預測值之間發(fā)生了電平變化，則可用下式計算占空比：

(11)

將占空比D送入DSP的PWM波形發(fā)生器的比較單元，從而使得輸出電平在采樣周期內(nèi)實現(xiàn)精確位置的發(fā)生。

2.3 不同載波比之間的平滑切換

在大功率逆變器的全速度范圍控制中，調(diào)制模式會跨越多個同步調(diào)制區(qū)段，而不同載波比進行切換時，如果不進行有針對性的處理，則逆變器輸出電壓會出現(xiàn)相位的突變，從而造成輸出電流沖擊。因此，不同載波比之間進行切換時，最根本的原則就是保持輸出電壓相位的連續(xù)性[9]。

根據(jù)前面所論述的最小諧波電流PWM波形的發(fā)生方式可知，無論在哪種載波比模式下，相電壓相位在90°或270°時無開關(guān)角，因此選擇在該時刻進行切換將會獲得較好的平滑切換效果。以7脈波向5脈波的切換過程為例，過渡時三相線電壓和三相相電壓的PWM波形如圖5所示。

圖5 7脈波向5脈波切換時的PWM波形

同時，根據(jù)逆變器輸出三相電壓的對稱性可知，當其中一相的相位為90°時，其他兩相的相位將為210°和330°，根據(jù)最小諧波電流PWM發(fā)生方式可知，這兩個角度可對應到前四分之一周期中的30°角，而根據(jù)對各個調(diào)制模式所有角度解的分析可知，各相電壓的PWM波形在30°時也無開關(guān)角，根據(jù)這一特性我們可以實現(xiàn)A、B、C三相電壓的同時切換，從而避免了三相獨立切換帶來的切換時間長且容易發(fā)生脈沖混亂的缺點。

3 驗證分析

3.1 仿真分析

上面提到最小諧波電流PWM控制策略在諧波抑制性能上要優(yōu)于SHEPWM控制策略，限于篇幅我們僅以開關(guān)角N=3為例，進行仿真對比分析，圖4為按SHEPWM控制算法求得的，當N=3時開關(guān)角隨調(diào)制度變化的曲線。

分別對圖3和圖6求得的N=3時的計算結(jié)果進行仿真，穩(wěn)態(tài)時的仿真波形如圖7所示。對輸出結(jié)果進行諧波分析，計算結(jié)果見圖8。

從頻譜可以看出，SHEPWM對5、7等低次諧波進行了有效的消除，但與之相鄰的11、13次諧波含量有較大的增加，總的THD含量為12.63%；而諧波電流最小PWM調(diào)制輸出波形諧波分布較為均衡，總的THD含量為7.43%，小于SHEPWM算法，總體性能更優(yōu)。

圖6N=3時SHEPWM開關(guān)角隨調(diào)制深度變化曲線

圖7N=3時穩(wěn)態(tài)仿真波形

圖8N=3時波形諧波頻譜圖

3.2 試驗驗證

根據(jù)以上的理論分析、計算結(jié)果和實現(xiàn)方法，采用試驗手段對不同載波比模式下的最小諧波電流PWM控制策略的實現(xiàn)及切換情況進行了驗證。試驗采用大功率牽引電機，功率為560 kW，額定電壓 額定頻率120 Hz，電機滿載情況下進行了全速度范圍的加速試驗，圖9為載波比分別為11，9，7，5，3時，調(diào)制模式切換時的線電壓及相電流波形。

從圖9可以看到，不同調(diào)制模式之間切換時，波形相位連續(xù)，電流沖擊較小，達到了與理論分析相符的控制效果。另外，在諧波抑制方面，限于篇幅，圖10僅給出，載波比為7，系統(tǒng)穩(wěn)定運行時，逆變器輸出電流的諧波分析，從圖10的分析結(jié)果我們可以看到，電流總的THD含量僅為6.71%，諧波得到了很好的抑制。

圖9 各載波比切換時刻PWM波形

圖10 載波比為7時輸出電流的諧波分析

4 結(jié) 論

針對最小諧波電流PWM控制策略，進行了理論分析，建立了求解各調(diào)制模式開關(guān)角度的數(shù)學模型，介紹了一種基于DSP的高精度數(shù)字實現(xiàn)方法。根據(jù)數(shù)學模型的求解原理，提出最小諧波電流PWM控制策略在總體諧波抑制性能方面優(yōu)于SHEPWM控制策略，并通過仿真驗證了這一結(jié)論的正確性。根據(jù)最小諧波電流PWM波形開關(guān)角的分布特征，提出了基于相位連續(xù)的三相同時切換策略，有效保證了不同載波比之間切換時的平穩(wěn)性，試驗結(jié)果表明，電機從低速到高速的全速度運行范圍內(nèi)，運行平穩(wěn)，不同載波比之間切換時，電流沖擊極小，而且電流諧波得到了有效的抑制。仿真和試驗結(jié)果與理論分析一致，證明了理論分析和實現(xiàn)方法的正確性和有效性。