劉 晟

（上海諾基亞貝爾股份有限公司，江蘇 南京 210037）

0 引 言

在現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中，分布式基站是最主要的部署形式。從基站（Base Band Unit，BBU）到用戶設(shè)備終端（User Equipment，UE）的連接依靠射頻拉遠單元（Radio Remote Unit，RRU）完成。RRU在中頻帶上實現(xiàn)數(shù)據(jù)流速率的轉(zhuǎn)換。完成基帶數(shù)據(jù)下行與移動終端數(shù)據(jù)上行[1-2]。

下行鏈路包括數(shù)字正交上變頻（Digital Up Conversion，DUC）、峰均比控制、增益與延時調(diào)節(jié)等，送入射頻芯片變?yōu)槟M信號放大后由天線發(fā)射；上行鏈路將天線接收的射頻信號經(jīng)射頻芯片變成數(shù)字信號，送入基帶單元，包括增益與延時調(diào)節(jié)、數(shù)字正交下變頻（Digital Down Conversion，DDC）等。在此過程中，數(shù)字濾波器要對鏈路中的數(shù)據(jù)流做插值與抽取操作，以改變信號的數(shù)據(jù)率。

1 采樣定理與變采樣理論

1.1 帶通采樣定理

為了使信號頻譜不產(chǎn)生混疊，采樣間隔必須服從奈奎斯特（Nyquist）采樣定理。假設(shè)連續(xù)信號x(t)的頻譜響應(yīng)X(jω)限制在(0,fH)范圍，當采樣率fs≥2fH時，x(t)可以被無失真恢復(fù)；否則會發(fā)生頻譜混疊[3]。傳統(tǒng)的低通采樣在當fH很高的時候顯然難以實現(xiàn)，為此引入帶通采樣定理。采樣率滿足：

定義(0,fs/2)為第一Nyquist區(qū)，(fs/2,fs)為第二Nyquist區(qū)，以此類推。當輸入信號頻率高于fs/2時，通過數(shù)次fs/2“折疊”，最終都能落進第一Nyquist區(qū)，如圖1所示。這就意味著位于不同Nyquist區(qū)的信號最終都能用位于第一Nyquist區(qū)內(nèi)的基帶信號來表示，實現(xiàn)了頻譜搬移[3]，如圖1所示。

圖1 帶通采樣時域與頻域圖

雖然絕對頻率信息丟失了，但是只要不發(fā)生頻譜混疊，都可以通過混頻把信號恢復(fù)出來。當帶通信號x(t)處于整數(shù)倍的頻帶位置，即fH和fL均為帶寬的整數(shù)倍時，最小采樣率為帶寬的兩倍，即：2*(fH-fL)。

1.2 欠采樣與過采樣

帶通采樣中的采樣率小于兩倍信號最大頻率或帶寬，因此屬于“欠采樣（Undersampling）”。欠采樣容易在第一Nyquist區(qū)出現(xiàn)混疊，同時也會產(chǎn)生帶外噪聲的混疊效應(yīng)，造成信噪比下降。實際工作中需要在帶通采樣之前設(shè)計抗混疊濾波器來消除位于Nyquist帶寬之外的頻率成分，并且加入一定寬度的保護帶

與之相對應(yīng)的是“過采樣（Oversampling）”。此時信號的采樣率遠大于兩倍信號最大頻率或帶寬，采樣后的信號是原來的信號頻域延拓疊加，對于限帶信號來說，當采樣率越高，混疊的情況越小。所以過采樣就是要改變噪聲分布，將量化噪聲推到更高的頻率上，再通過低通濾波器濾除噪聲，以此來避免混疊，改善分辨率。

1.3 采樣率變換

對于通信系統(tǒng)而言，BBU與RRU的信號速率不同，需要變換信號的采樣率，以匹配信號速率[5]。在下行鏈路中，RRU做DUC實現(xiàn)內(nèi)插（Interpolation），提高信號采樣率；在上行鏈路中，RRU做DDC實現(xiàn)抽?。―ecimation），降低信號采樣率。

內(nèi)插是指在輸入信號中兩個原始采樣點之間等間距地插入N個新數(shù)據(jù)值，一般采用插0的操作[1]。設(shè)輸入序列x(n)，插值后采樣率提高了N倍：

圖2是內(nèi)插前后時域與頻域變化。原采樣序列間均勻地插入0值在頻域上表現(xiàn)為對原頻譜的壓縮，進行頻率拓展。這樣頻譜中同時含有基帶分量與n/N的高頻分量，產(chǎn)生鏡像頻率，導致頻譜冗余。因此需要對內(nèi)插后的信號進行低通濾波，以去除鏡像頻率。該低通濾波器的頻率響應(yīng)特性為：

圖2 內(nèi)插前后時域與頻域變化

內(nèi)插采樣可以理解成過采樣的一種。信號經(jīng)過內(nèi)插采樣后，提高了數(shù)據(jù)率，簡化了后級模擬抗混疊濾波器的設(shè)計，降低了量化噪聲。內(nèi)插采樣結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 內(nèi)插采樣結(jié)構(gòu)圖

抽取可以看成是插值的逆操作，即在輸入信號的每N個等間隔采樣點中抽出一個組成新序列。設(shè)輸入序列x(n)，抽取后采樣率降低了N倍：

圖4是抽取前后時域與頻域變化。信號經(jīng)過抽取之后，在頻譜上表現(xiàn)為對原頻譜進行頻移和擴展。當抽取因子N較大時，，需要保證原信號采樣率至少為Nyquist采樣率的N倍，抽取才不會發(fā)生混疊[5]。為此要先對原信號做低通濾波來限制帶寬，低通濾波器的頻率響應(yīng)特性與式（4）相同。

圖4 抽取前后時域與頻域變化

信號經(jīng)過抽取采樣后，數(shù)據(jù)率降低，簡化了對基帶數(shù)字信號處理的要求。抽取也可以通過多級級聯(lián)實現(xiàn)。抽取采樣結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 抽取采樣結(jié)構(gòu)圖

2 插值與抽取濾波器的實現(xiàn)

2.1 FIR濾波器的原理與結(jié)構(gòu)

插值與抽取過程中除了采樣率變換之外，低通濾波器在模型上是一致的，用有限沖激響應(yīng)（Finite Impulse Response，F(xiàn)IR）濾波器可以實現(xiàn)。FIR濾波器用有限長度的沖激響應(yīng)，對N點的輸入數(shù)據(jù)進行加權(quán)和卷積計算，得到濾波后的公式為：

系數(shù)b(n)僅依賴于輸入，而不依賴于過去的輸出。其極點只存在于零點，沒有任何反饋，在有限精度范圍內(nèi)能夠穩(wěn)定地計算，誤差也較小。FIR濾波器在通帶內(nèi)具有恒定幅頻特性和線性相位特性。

在整個頻帶上，線性相位的FIR濾波器的相位滯后和群延遲是相等并且不變的。一個N階的線性相位FIR濾波器，群延遲為常數(shù)：

經(jīng)過FIR濾波后的信號延遲了N/2個時間長度。這使得通帶頻率內(nèi)的信號通過FIR濾波器后仍然保持原有形狀，而無相位畸變或者失真。

當FIR濾波器滿足原點對稱條件時，系數(shù)：b(n)=-b(N-n)，此時相位特性：

當FIR濾波器滿足Y軸對稱條件時，系數(shù)：b(n)=b(N-n)，此時相位特性：

由此可見，無論采用哪種形式的系數(shù)，在逼近平直的幅頻特性的同時，還能獲得嚴格的線性相位特性，與系數(shù)b(n)的具體值無關(guān)。由于FIR濾波器只有零點，所以只需直接從頻域入手，保證具有線性相位的同時逼近理想頻率特性即可。

2.2 半帶濾波器實現(xiàn)插值與抽取

半帶濾波器（Half-band Filter）是一種特殊的FIR濾波器，其沖激響應(yīng)在非零點處所有的偶數(shù)點全部為0。相比于普通的FIR濾波器，其乘加的運算量幾乎減少了一倍。利于加速設(shè)計，便于硬件實現(xiàn)。

設(shè)半帶濾波器的通帶截止頻率為fp，阻帶截止頻率為fs，通帶寬度為ωp，阻帶寬度為ωs，通帶內(nèi)波紋δp，阻帶內(nèi)波紋δs，其頻率響應(yīng)H(ejω)與由于過渡帶的存在導致頻譜混疊而產(chǎn)生的鏡像頻率響應(yīng)H(ej(π-ω))之間滿足以下關(guān)系：

半帶濾波器的幅頻響應(yīng)特性圖如圖6所示。

圖6 半帶濾波器的幅頻響應(yīng)特性

由此可見，半帶濾波器在過渡帶(fsa/2,fs)內(nèi)存在混疊，在通帶(0,fp)和阻帶(fs,fsa/2)內(nèi)不存在混疊，抽取或插值后信號可以完全被恢復(fù)。半帶濾波器一般只用于2倍的插值或抽取，如果想要把信號變到更遠的頻段上，通常采用多級濾波器級聯(lián)的方式來實現(xiàn)，這樣一方面減輕了單個濾波器運算的負擔，另一方面由于濾波器的階數(shù)減少了，乘加計算后的累計誤差也會相應(yīng)減少，提高了濾波器計算的精度。因此在上下變頻通道中，常用D=2N倍的插值和抽取。

3 插值與抽取濾波器的設(shè)計

在工程實現(xiàn)中，最常用的是用MATLAB軟件和可編程邏輯器件（Field Programmable Gate Array，F(xiàn)PGA）聯(lián)合設(shè)計濾波器。其流程如圖7所示。

第一步由系統(tǒng)指標來確定，第二步和第三步在MATLAB中完成，濾波器的系數(shù)可以用MATLAB函數(shù)在.m文件中設(shè)計，或者用FDAtool直接設(shè)計，前者更容易從理論的角度進行分析，后者更加直觀方便。第四步在FPGA的開發(fā)工具中實現(xiàn)，可以用IP核，也可以用乘加的邏輯，前者方便簡潔，對時序的控制更好，便于綜合和布局布線，適用于FPGA工程的快速迭代。第五步在EDA仿真軟件中完成，主要是驗證濾波器的時序和邏輯的正確性。最后再回到MATLAB，用頻譜分析輸出數(shù)據(jù)是否正確。一般情況下，對于LTE信號，在RRU中的數(shù)據(jù)率變換關(guān)系如表1所示。

圖7 插值與抽取濾波器的設(shè)計流程

表1 RRU中不同帶寬數(shù)據(jù)率變換

例如，當載波帶寬為5 MHz的時候，輸入信號數(shù)據(jù)率為7.68 Mbit/s，經(jīng)過DUC后，信號數(shù)據(jù)率為122.88 MHz，因此需要16倍的插值濾波，可以設(shè)計4個×4的插值濾波器級聯(lián)；當載波帶寬為20 MHz的時候，信號數(shù)據(jù)率為122.88 Mbit/s，經(jīng)過DDC后，信號數(shù)據(jù)率為30.72 Mbit/s，因此需要4倍的抽取濾波，可以設(shè)計2個×2的抽取濾波器級聯(lián)。

在MATLAB中，F(xiàn)DAtool工具可以通過圖形化的設(shè)計來生成所需的濾波器系數(shù)。FDAtool工具界面顯示如圖8所示。

圖8 FDAtool工具界面

在圖形化界面中設(shè)置Response Type為Halfband Lowpass。設(shè)載波帶寬為20 MHz，有效帶寬18 MHz，由圖5可知，fpass為18 MHz/4=4.5 MHz。采樣率從30.72～122.88 MHz之間變換。當30.72 MHz時，系數(shù)為18階；當61.44 MHz時，系數(shù)為10階；當122.88 MHz時，系數(shù)為6階。因此鏈路上整個濾波器就是三個濾波器級聯(lián)。

產(chǎn)生濾波器系數(shù)也可以用MATLAB的函數(shù)實現(xiàn)。MATLAB有自帶的半帶濾波器設(shè)計函數(shù)firhalfband，直接返回濾波器的系數(shù)。函數(shù)的具體語法可以用help來查閱。此時生成的濾波器系數(shù)是雙精度浮點型的小數(shù)，為了在FPGA中實現(xiàn)，必須對其做定點化，例如系數(shù)是16 bit或者18 bit二進制整數(shù)，最后存儲在.coe文件中。

在FPGA中實現(xiàn)時，通常采用IP核完成。以Xilinx的Vivado開發(fā)軟件為例，選擇FIR Compiler。Coefficient File用上文MATLAB生成的.coe文件，F(xiàn)ilter Type可以選擇Interpolation或者Decimation，Rate Value表示插值或者抽取的倍數(shù)。此外通道數(shù)、數(shù)據(jù)率等接口信息在Channel Specification中設(shè)置，如圖9所示。

圖9 Xilinx的FIR濾波器IP核設(shè)計界面

4 結(jié) 語

本文在帶通采樣理論的基礎(chǔ)上，分析了通信系統(tǒng)里上下變頻鏈路中的多采樣率濾波器的原理，并采用MATLAB與FPGA聯(lián)合開發(fā)的方式，詳細設(shè)計了插值與抽取濾波器，具有實際的工程意義。