一種帶有最大能量跟蹤的寬動(dòng)態(tài)范圍射頻能量收集電路的設(shè)計(jì)

劉丹洋，閆 娜，閔 昊

(復(fù)旦大學(xué) 專用集成電路與系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 201203)

射頻(Radio Frequency, RF)能量收集是一種新的電力能量獲取方式，通過天線收集空氣中的離散RF信號(hào)或者特定RF能量源發(fā)射的RF信號(hào)，然后利用整流器將正弦波RF信號(hào)轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的直流電壓，從而為后續(xù)電路提供穩(wěn)定能量.這種自我從環(huán)境中獲取RF能量供電的方式，可以突破傳統(tǒng)電池供電所造成的對設(shè)備體積、壽命、維護(hù)成本等因素的限制，極大地?cái)U(kuò)大了無線傳感器、射頻識(shí)別標(biāo)簽以及嵌入式設(shè)備的功能，為以后的物聯(lián)網(wǎng)發(fā)展打下了基礎(chǔ)[1-2].

考慮到RF信號(hào)輻射對人體健康的影響，能量源發(fā)射功率根據(jù)協(xié)議受到限制，同時(shí)RF能量密度隨著輻射距離的增大而大幅度衰減[1]，因此工作在遠(yuǎn)距離的RF能量收集電路得到的能量密度非常小.針對這一點(diǎn)，以往的RF能量收集研究主要是針對核心電路整流器進(jìn)行設(shè)計(jì)，通過改進(jìn)整流器電路架構(gòu)，來提高整流器的靈敏度以及能量轉(zhuǎn)換效率(Power Conversion Efficiency, PCE)，以此確保RF能量收集電路可以在盡可能小的能量密度下仍然可以工作，擴(kuò)展了其極限工作距離[3-7].

在實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，由于RF能量源發(fā)射功率不同，接收感應(yīng)射頻能量的設(shè)備工作距離也不盡相同，導(dǎo)致輸入到RF能量收集電路的功率變化范圍特別大，因此需要RF能量收集不僅僅只在極限的工作距離能夠達(dá)到很高的PCE，也需要在極限距離以內(nèi)的任意地方同樣能保持很高的PCE，這樣才能提高能量收集電路靈活性，使得電路在不同的地方均能夠從周圍射頻源中獲取更多的能量.然而，由于整流器本身受到閾值電壓和反向漏電的影響，還有整流器與天線失配的影響，RF能量收集電路往往只能在特定情況進(jìn)行優(yōu)化達(dá)到最高PCE，而在其他情況PCE迅速下降，這便導(dǎo)致能量收集電路高效率動(dòng)態(tài)范圍非常小，無法滿足設(shè)計(jì)需求.由此，有研究人員的論文通過學(xué)習(xí)太陽能收集研究，加入輔助控制回路，進(jìn)行最大能量跟蹤，來解決該問題[8-10].

本文同樣沿用太陽能收集加入輔助控制環(huán)路提升適應(yīng)性的研究思路針對上述不靈活問題提出了一種用于RF能量收集電路的最大能量跟蹤方法，通過采樣存儲(chǔ)不同整流器級(jí)數(shù)的輸出電流進(jìn)行比對，選取在當(dāng)前輸入功率下的最優(yōu)整流器級(jí)數(shù)進(jìn)行最大能量點(diǎn)跟蹤.測試結(jié)果表明： 所設(shè)計(jì)的RF能量收集電路可以在保持較高的靈敏度下，在較寬輸入功率動(dòng)態(tài)變化范圍均能達(dá)到很高的PCE.

1 RF能量收集的介紹

1.1 RF能量收集思路的框架

圖1展示了RF能量收集電路的基本框架以及能量傳遞路徑.RF能量源通過天線發(fā)射RF能量，之后發(fā)射的RF能量以電磁波形式輻射一定的距離后，由RF能量收集電路的天線得以感應(yīng)接收，接著電路通過匹配網(wǎng)絡(luò)將收集到的能量盡可能地傳入到后面的整流器電路中，最后通過整流器電路將周期性的電磁波信號(hào)轉(zhuǎn)換成一個(gè)穩(wěn)定的直流電壓，為后面的負(fù)載電路提供電力能量.

圖1 RF能量收集電路的能量傳輸路徑Fig.1 The energy transmission path of the RF energy harvester

根據(jù)Friss能量傳輸公式，RF能量收集電路從天線中獲取的輸入功率Pin可以表示為:

(1)

其中:Psource是能量發(fā)射功率；Gs是能量發(fā)射源天線增益；Gr是RF能量收集電路的天線增益；λ是接收信號(hào)的波長；d是能量源與能量收集電路的距離.在實(shí)際應(yīng)用中，能量發(fā)射功率Psource以及工作距離d均會(huì)發(fā)生不同的變化，所以輸入到RF能量收集電路的功率Pin也不相同.

評估RF能量收集電路的性能主要需要考慮PCE.在RF能量收集的能量傳輸路徑中，能量傳遞需要通過匹配網(wǎng)絡(luò)和整流器兩部分，才能將接收到的RF能量轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的直流電壓為負(fù)載供電，由此RF能量收集電路的能量轉(zhuǎn)換效率ηPCE可以表示為:

(2)

其中:Pload是負(fù)載輸出功率；Pin是天線獲取的輸入功率；Prec是整流器獲得的功率；ηmatching是匹配網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換效率；ηrectifier是整流器能量轉(zhuǎn)換效率.式(2)表明： RF能量收集的PCE主要跟匹配網(wǎng)絡(luò)和整流器兩部分有關(guān)，提升這兩部分的效率均可以提高電路的整體PCE.

1.2 RF能量收集電路的效率分析

圖2 RF能量收集等效模型電路圖Fig.2 The equivalent circuit of the RF energy harvester

為了方便解釋和分析RF能量收集電路的匹配網(wǎng)絡(luò)效率，將RF能量收集電路簡化為一個(gè)天線等效模型和整流器等效模型，如圖2所示.其中:Va為天線上的感應(yīng)電壓；Vrec為整流器輸入電壓；Vout為輸出電壓；Rant和Lant分別為天線等效電阻和等效電感；Rrec和Crec分別為整流器等效電阻和等效電容；Rload和Cload分別為負(fù)載等效電阻和等效電容.

可以得到天線感應(yīng)的電壓Va與輸入功率Pin關(guān)系:

(3)

傳輸至整流器的射頻功率Prec可以表示為:

(4)

當(dāng)天線阻抗和整流器阻抗?jié)M足共軛匹配時(shí)，整流器獲得最大輸入功率:

(5)

用Prec，max歸一化Pin，得到匹配效率:

(6)

當(dāng)設(shè)計(jì)好天線后，天線的等效電阻Rant和等效電感Lant得以確定，針對特定輸入功率，仔細(xì)設(shè)計(jì)整流器的等效電阻Rrec和等效電容Crec，可以使天線阻抗與整流器阻抗共軛匹配，進(jìn)而確保收集到的RF能量完全傳遞給整流器，來提高匹配效率ηmatching.但是實(shí)際整流器是一個(gè)非線性電路，在輸入功率發(fā)生變化時(shí)，整流器的工作區(qū)域從亞閾值區(qū)域轉(zhuǎn)變?yōu)轱柡蛥^(qū)，其等效阻抗也會(huì)發(fā)生一定的變化，導(dǎo)致與天線阻抗失配，進(jìn)而減少了匹配效率ηmatching.

此外，整流器能量轉(zhuǎn)換效率同樣在不同輸入功率下也會(huì)發(fā)生變化，在不同輸入功率下需要擇中閾值電壓以及反向漏電影響.在低輸入功率的情況下，輸入到整流器的輸入信號(hào)小于或接近于整流器閾值電壓，導(dǎo)致需要采用新的整流器結(jié)構(gòu)來克服閾值電壓對輸出功率的不利影響，從而提高整流器的PCE.然而在整流器輸入電壓不斷增大后，克服閾值電壓影響的電路仍然在工作，這時(shí)反向漏電反而會(huì)增大，導(dǎo)致該部分減少的效率抵消了克服閾值電壓對效率的提升，從而降低了整流器能量轉(zhuǎn)換效率ηrectifier.

由于以上兩點(diǎn)因素，傳統(tǒng)RF能量收集電路同時(shí)受到匹配效率和整流器效率兩者的影響，無法獲得較寬的高效率動(dòng)態(tài)范圍，不能使得電路在寬輸入功率范圍均能夠保持高的能量轉(zhuǎn)換效率.

2 級(jí)數(shù)調(diào)控整流器的研究與設(shè)計(jì)

2.1 級(jí)數(shù)調(diào)整方法原理介紹

在整流器設(shè)計(jì)當(dāng)中，整流器可以采用級(jí)聯(lián)的方式，實(shí)現(xiàn)倍壓整流的功能，在輸入信號(hào)較小的時(shí)候，可以將輸入信號(hào)多倍放大輸出，得到一個(gè)大的直流電壓.

根據(jù)文獻(xiàn)[11]，多級(jí)級(jí)聯(lián)整流器輸出電壓Vout可以表示為:

(7)

等效電導(dǎo)Grec和等效電容Crec分別表示為:

(8)

(9)

其中:Vout為輸出電壓；Pin為輸入功率；Gant表示天線等效電導(dǎo)；GlossN和GlossFIX分別表示整流器跟隨級(jí)數(shù)變化的等效電導(dǎo)和固定電導(dǎo)；Iload表示負(fù)載電流；n，VT，α，χ，Is均為二極管參數(shù)；Cc和Cpara分別為整流器耦合電容以及二極管寄生電容；f為輸入信號(hào)頻率.

根據(jù)上述分析可以看出，輸出電壓Vout、整流器等效電導(dǎo)Grec以及等效電容Crec均與整流器級(jí)數(shù)N有關(guān).因此RF能量收集系統(tǒng)采用不同級(jí)數(shù)的整流器有如下好處: 1) 在輸入功率Pin較小且負(fù)載電流Iload較小的情況下，根據(jù)式(7)可以知道，此時(shí)公式中的正值部分占主導(dǎo)地位，Vout與N成正比例關(guān)系，所以能量收集電路可以通過增加整流級(jí)數(shù)的方法來提高輸出電壓，從而提高電路的靈敏度；2) 在輸入功率Pin較大的情況，由于輸入功率的增大，供給負(fù)載的電流Iload也會(huì)增大，所以式(7)的負(fù)值部分帶來的損耗開始顯現(xiàn)，反而降低了級(jí)數(shù)提升帶來的優(yōu)勢，所以可以減少整流器級(jí)數(shù)平衡兩者的優(yōu)勢；3) 根據(jù)式(8)和式(9)，當(dāng)輸入功率Pin增大時(shí)，整流器等效電導(dǎo)Grec也隨之增大，而等效電容Crec中的Ccp也會(huì)隨著晶體管工作區(qū)域從亞閾值區(qū)域進(jìn)入到飽和區(qū)而增大，進(jìn)而導(dǎo)致Crec增大，因此整流器的等效阻抗會(huì)隨著輸入功率的增大而發(fā)生變化.為了彌補(bǔ)該影響，同樣可以采用減小整流器級(jí)數(shù)的方法進(jìn)行遏制，讓電路在寬輸入功率變化范圍內(nèi)可以保持高的匹配效率.

結(jié)合以上三點(diǎn)考慮，在本文中，我們提出了一種級(jí)數(shù)調(diào)整的最大能量跟蹤方法，如圖3所示.在基本的RF能量收集電路框架上，加入了級(jí)數(shù)控制環(huán)路，自動(dòng)檢測3～5級(jí)整流器的輸出電流，并進(jìn)行比較，然后通過級(jí)數(shù)控制環(huán)路進(jìn)行相應(yīng)調(diào)整，以求達(dá)到最大能量跟蹤，從而擴(kuò)展RF能量收集電路的高效率動(dòng)態(tài)范圍.

圖3 本文所提出的RF能量收集電路框圖Fig.3 The block diagram of the proposed RF energy harvester

2.2 射頻能量收集電路設(shè)計(jì)

本文所提出的RF能量收集電路具體細(xì)節(jié)如圖4所示.該能量收集電路加入輸出能量采樣電路和級(jí)數(shù)控制環(huán)路，采樣對比3～5級(jí)不同級(jí)數(shù)的整流器輸出到電子負(fù)載的電流，在不同輸入功率情況下，通過環(huán)路選擇最佳級(jí)數(shù)，使得輸出到電子負(fù)載的能量最大，從而進(jìn)行不同輸入功率下的高能量轉(zhuǎn)換效率調(diào)控.

圖4 帶有級(jí)數(shù)控制環(huán)路的RF能量收集電路圖Fig.4 The whole system circuit of RF energy harvester with stage control circuit

整體電路包括5部分: 可配置整流器、輸出能量采樣電路、級(jí)數(shù)控制環(huán)路、匹配網(wǎng)絡(luò)、負(fù)載電路.可配置整流器、輸出能量采樣電路以及級(jí)數(shù)控制環(huán)路為芯片內(nèi)部模塊；匹配網(wǎng)絡(luò)和負(fù)載電路為芯片外部模塊.

可配置整流器為RF能量收集電路的核心模塊，包括5個(gè)級(jí)聯(lián)的整流器，并且分為兩個(gè)部分.前2級(jí)整流器均為B類整流器架構(gòu)，后3級(jí)為A類整流器架構(gòu).系統(tǒng)通過級(jí)數(shù)控制環(huán)路輸出控制信號(hào)N1，N2，G1，G2來調(diào)整前2級(jí)整流器是否接入到工作鏈路中，由此實(shí)現(xiàn)3～5級(jí)整流器的配置.2種整流器電路架構(gòu)如圖5所示.

圖5 可配置整流器組中的不同整流器架構(gòu)Fig.5 The circuit of different rectifiers on the configurable rectifier

A類整流器為一種簡化后的效率增強(qiáng)型動(dòng)態(tài)整流器[12]，相比于傳統(tǒng)的動(dòng)態(tài)整流器[6]，該整流器加入了一個(gè)未帶有負(fù)載的動(dòng)態(tài)整流器作為輔助整流器，為主支路的動(dòng)態(tài)整流器結(jié)構(gòu)中MN1、MN2、MP1、MP2提供更高的過驅(qū)動(dòng)電壓，進(jìn)而提高了整流器的靈敏度，并且擴(kuò)寬了高效率范圍.B類整流器是基于A整流器電路改進(jìn)的受控型整流器，在射頻信號(hào)的輸入端RF+/RF-與耦合電容CC之間加入了NMOS晶體管MS1～MS6作為控制開關(guān)，在后面的環(huán)路中，狀態(tài)機(jī)可以通過調(diào)整控制信號(hào)N來選擇MS1～MS6的導(dǎo)通與否，進(jìn)而調(diào)控是否使用該整流器級(jí)數(shù).同時(shí)，在B類整流器的輸出端，加一個(gè)NMOS晶體管MG作為控制開關(guān)，通過調(diào)整控制信號(hào)G來確保在不使用該級(jí)整流器時(shí)，將其輸出端下拉到0 V，作為新整流器的輸入地，減少受控型整流器不完全關(guān)閉而導(dǎo)致整體效率降低的影響.由于受控制的整流器級(jí)數(shù)為2級(jí)，所以控制信號(hào)包括N1，N2和G1，G2，具體控制方式如表1所示.

表1 3～5級(jí)數(shù)整流器控制信號(hào)

級(jí)數(shù)控制環(huán)路負(fù)責(zé)通過比較各個(gè)級(jí)數(shù)的輸出功率采樣信息進(jìn)行比較，并在之后通過狀態(tài)機(jī)(Finite State Machine, FSM)進(jìn)行相應(yīng)的級(jí)數(shù)調(diào)控.因?yàn)槊看沃挥幸环N級(jí)數(shù)的整流器在工作，所以為了對比3種不同級(jí)數(shù)的整流器效率，控制環(huán)路采用分時(shí)采樣的方法，用一個(gè)電容C1(C2)存儲(chǔ)當(dāng)前整流器輸出功率信息，然后改變整流器級(jí)數(shù)，在下一個(gè)采樣時(shí)間采用另外一個(gè)電容C2(C1)存儲(chǔ)改變級(jí)數(shù)后的整流器輸出功率，通過2個(gè)電容C1/C2獲取了級(jí)數(shù)改變前和級(jí)數(shù)改變后的輸出功率信息，然后進(jìn)行對比來完成2個(gè)不同級(jí)數(shù)整流器的輸出功率對比，從而獲得能量轉(zhuǎn)換效率的對比.基于該采樣思路，級(jí)數(shù)調(diào)控電路的控制調(diào)整邏輯如圖6所示.

圖6 級(jí)數(shù)調(diào)控流程Fig.6 The flow for stage control

當(dāng)復(fù)位信號(hào)CLR有效時(shí)，RF能量收集電路將進(jìn)行初始狀態(tài)設(shè)置，將整流器級(jí)數(shù)調(diào)整為5級(jí)，并且按調(diào)整順序依次將整流器從5級(jí)調(diào)整到3級(jí)，之后通過電容C1/C2存儲(chǔ)不同級(jí)數(shù)整流器采樣電壓(V5stage，V4stage，V3stage)，再使用比較器COM比較采樣電壓得到調(diào)整信息，最后狀態(tài)機(jī)根據(jù)調(diào)整信息輸出進(jìn)行相應(yīng)的級(jí)數(shù)調(diào)整信號(hào).如果V5stage大于V4stage，則將整流器級(jí)數(shù)重新調(diào)整回5級(jí)，確定5級(jí)整流器PCE最高，并且維持5級(jí)狀態(tài)直到下一次復(fù)位，反之，則將整流器級(jí)數(shù)改變到3級(jí)，并且比較V4stage與V3stage，如果V4stage較大，則級(jí)數(shù)調(diào)整回4級(jí)并且維持直到下一次復(fù)位；否則，則保持3級(jí)狀態(tài).通過這樣的級(jí)數(shù)調(diào)控，級(jí)數(shù)控制環(huán)路完成了不同級(jí)數(shù)輸出能量的對比，并能夠獲取最佳級(jí)數(shù)，得到最大輸出能量的跟蹤.

3 電路實(shí)現(xiàn)與測試

3.1 射頻能量芯片介紹

圖7 芯片顯微鏡照Fig.7 The chip micrograph

所提出的RF能量收集電路在SMIC 55nm CMOS工藝下進(jìn)行了流片，芯片照片如圖7所示，其中核心電路面積為500μm×150μm，整體面積為975μm×800μm.在實(shí)際測試中，芯片通過FR4 PCB板上的π型匹配網(wǎng)絡(luò)，將輸入信號(hào)端與芯片射頻端進(jìn)行連接.仿真與測試得到連接線損耗與PCB寄生損耗一共為2dB.后面的測試結(jié)果是將去除連接損耗，計(jì)算進(jìn)入到芯片的實(shí)際能量進(jìn)行靈敏度和能量轉(zhuǎn)換效率.

3.2 能量轉(zhuǎn)換效率測試

為了對比不同級(jí)數(shù)整流器以及所提出整流器在不同輸入功率下的PCE，并模擬大負(fù)載電容輸出電壓長時(shí)間穩(wěn)定的情況，采用調(diào)節(jié)負(fù)載電阻的方法，保證輸出電壓Vout穩(wěn)定在2V.RF能量收集電路的能量轉(zhuǎn)換效率ηPCE可以表示為:

(9)

圖8展示了工作在915MHz下，不同級(jí)數(shù)整流器以及本文所提出的整流器在不同輸入功率下的能量轉(zhuǎn)換效率的測試結(jié)果.從圖8可以看出，該RF能量收集電路通過跟蹤不同級(jí)數(shù)整流器的輸出功率，選取最佳級(jí)數(shù)，結(jié)合不同級(jí)數(shù)的優(yōu)勢，在不同輸入功率下均獲得較高的能量轉(zhuǎn)換效率.相比于5級(jí)整流器，最優(yōu)級(jí)數(shù)整流器將最高能量轉(zhuǎn)換效率從46.5%@-10dBm提高到了61.4%@-5dBm.與此同時(shí)，為了與其他文章的性能進(jìn)行對比，在本文中，我們定義能量轉(zhuǎn)換效率衰減到最高能量轉(zhuǎn)換效率50%的輸入功率范圍定義為高能效動(dòng)態(tài)范圍.從圖9中可以看出，該RF能量收集系統(tǒng)的高能效功率范圍為30%以上能量轉(zhuǎn)換效率的輸入功率范圍，即從-14dBm到5dBm，一共擴(kuò)展到了19dB.

圖8 在不同輸入功率下的PCEFig.8 The PCE at different input power

圖9 所提整流器在電容負(fù)載下的輸出電壓Fig.9 The output voltage of the proposed rectifier with a capacitor loading

3.3 靈敏度測試

為了方便對比現(xiàn)有工藝的其他整流器性能，我們對靈敏度也同時(shí)進(jìn)行了測試.可以從圖9看出，在915MHz輸入頻率測試條件下，當(dāng)負(fù)載為電容時(shí)，所設(shè)計(jì)的電路在輸入功率為-20dBm時(shí)，可以獲得1V的輸出電壓；在輸入功率為-16.3dBm時(shí)，可以獲得2V的輸出電壓.

3.4 性能對比

表2總結(jié)了本文所設(shè)計(jì)的RF能量收集電路的性能，并將其與近年來的國際先進(jìn)水平進(jìn)行了對比.由表2可見，本文設(shè)計(jì)的RF能量收集系統(tǒng)具有最大的最高能量轉(zhuǎn)換效率和最寬的高效率動(dòng)態(tài)范圍.

表2 RF能量收集電路的性能總結(jié)

注：*表示能量轉(zhuǎn)換效率高于最高能量轉(zhuǎn)換效率50%的輸入功率范圍；**表示從所在文獻(xiàn)測試圖中獲得.

4 結(jié) 語

針對傳統(tǒng)RF能量收集電路無法在較寬的輸入功率變化范圍內(nèi)均保持高效的問題，本文提出了一種最大能量跟蹤方法，通過輔助電路控制整流器級(jí)數(shù)，在3級(jí)、4級(jí)和5級(jí)整流器中自動(dòng)選取最優(yōu)的級(jí)數(shù)，使得在不同輸入功率下，RF能量收集電路均可以獲得較高的能量轉(zhuǎn)換效率，以此擴(kuò)展RF能量收集電路的高效率動(dòng)態(tài)范圍.

測試結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的RF能量收集電路通過級(jí)數(shù)調(diào)整的方法，將最高能量轉(zhuǎn)換效率從46.9%提高到61.4%，并且將高于最高能量轉(zhuǎn)換效率50%的高效率動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)展到19dB.與此同時(shí)，該電路仍然保持了較高的靈敏度，可以在驅(qū)動(dòng)純電容負(fù)載情況下，可以在-16.3dBm輸入功率下，獲得2V的輸出電壓.