潘申富，陳敬喬

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

擴頻通信是現(xiàn)代通信系統(tǒng)常用的一種方式，用擴展頻譜的方式降低信號譜密度，從而提高通信系統(tǒng)的隱蔽性和抗干擾能力[1]。目前的通信系統(tǒng)中，除了背景噪聲外還存在窄帶干擾，當窄帶干擾很強時將導致通信系統(tǒng)無法正常運行[2]。因此，在解調之前需要進行窄帶干擾抑制，從而保證接收端能夠正常工作。

頻域陷波法是目前應用很廣的干擾抑制方法，適用于干擾帶寬較窄而且干擾頻帶較穩(wěn)定的射頻干擾抑制處理[3]。頻域陷波的基本原理是在頻域對信號進行分析，利用窄帶干擾、噪聲和擴頻信號不同的頻域特性來區(qū)分并抑制干擾[4]。與擴頻信號和白噪聲的頻譜相比，窄帶干擾的頻譜很窄，易于識別，可在頻域對干擾信號進行判斷、識別，找出干擾頻點并對其進行陷波處理。頻域陷波處理后，可以降低干擾對接收信號的影響，改善信干比[5-8]。但頻域陷波也會帶來2個副作用：一是陷波位置的信號會被切除，導致信號總功率下降；二是陷波會導致信號失真，給接收端帶來一定的性能損失。而且頻譜切除得越多，信號失真越明顯，帶來的性能損失也越大。因此，在進行陷波處理時，不但要考慮切除窄帶干擾導致的信噪比改善，還要考慮信號能量損失和信號失真導致的信噪比惡化。

目前，針對頻域陷波的研究多集中在技術實現(xiàn)及改進方面，文獻[9-12]介紹了頻域陷波的設計及具體實現(xiàn)方法，文獻[13-16]介紹了頻域陷波的具體應用，而對頻域陷波后信號失真進行分析的文獻較少。本文針對不同擴頻比、不同調制方式、不同陷波位置時，頻域陷波后的誤碼性能進行仿真分析，得出頻域陷波后信號失真的計算方法，分析總結減小信號失真的參數(shù)選擇方法。為直擴系統(tǒng)抗窄帶干擾設計提供參考，同時也可為頻域陷波策略的設計提供依據(jù)。

1 信號模型

擴頻通信方式與其他通信方式的區(qū)別在于，擴頻系統(tǒng)在傳送信號的過程中對信號發(fā)送端進行了擴展頻譜調制，擴頻通信運用偽隨機序列調制需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，把信號頻譜擴展到更寬的頻帶后再進行傳輸，因而能達到一定的抗干擾目的。發(fā)送端信號時域及頻域變化過程，如圖1所示[17]。

圖1 時域擴頻前后和頻域擴頻前后的對比Fig.1 Comparison before and after spreading in time and frequency domain

直接擴頻信號在頻域中會呈現(xiàn)出與白噪聲相似的平坦特性，而窄帶干擾信號在頻域上會出現(xiàn)明顯的頻譜峰值，如圖2所示。

圖2 窄帶干擾示意Fig.2 Narrow-band interference schematic diagram

在窄帶干擾抑制的眾多方法中，頻域陷波的應用最為普遍。頻域陷波法的原理框圖如圖 3所示。首先對接收信號進行傅里葉變換，得到其歸一化頻譜；然后按照一定的準則設置干擾檢測門限，確定干擾在接收信號頻譜中的位置；接著對這些干擾頻點進行陷波，最后對處理后的數(shù)據(jù)進行逆傅里葉變換得到干擾抑制后的數(shù)據(jù)[18]。由于實際應用中需要對輸入信號截斷后進行 FFT 運算，再將干擾位置的頻譜置零，這些處理會帶來信號失真，從而使解調性能受到影響。

圖3 頻域陷波原理框圖Fig.3 Principle diagram of frequency domain notch

2 頻域陷波對接收性能的影響分析

(1)

(2)

陷波切除的信號頻譜越寬，信號失真越大，性能損失ξ也越大。在實際應用中，陷波前需要對比ΔlJ和Δls的值，根據(jù)增益是否大于損失，決定是否陷波。因此，設計陷波策略時需要綜合考慮各參數(shù)的影響。由于信號失真為非線性變化，難以建立信號失真與性能損失ξ之間的準確數(shù)學關系式，所以采用仿真統(tǒng)計的方式分析二者之間的關系。

3 仿真分析

為充分說明頻域陷波對接收性能的影響，從以下4個方面進行對比和仿真：不同陷波位置、不同調制方式、不同擴頻比及不同陷波比例，分別給出不同參數(shù)時的誤碼率曲線。通過對比，可以得出各參數(shù)對陷波后誤碼性能的影響大小，為后續(xù)陷波方案的設計提供依據(jù)。

3.1 不同陷波位置的陷波性能對比

仿真目的：BPSK方式，滾降系數(shù)不同，陷波位置對性能的影響是否與滾降系數(shù)大小有關系。

仿真條件：滾降系數(shù)設為0.1，陷波位置分別在頻譜的左、中、右三部分，陷波比例設為5%。

仿真結果：當滾降系數(shù)為0.1時，陷波后頻譜如圖4所示。

圖4 頻域陷波后的頻譜Fig.4 Signal spectrum after frequency domain notch

在不同位置陷波后，分別仿真誤碼曲線，如圖5所示。

圖5 陷波位置分別為左、中、右的誤碼率對比Fig.5 Comparison of BER when notch position is on the left，in the center and on the right

由圖5可以看出，滾降系數(shù)為0.1，陷波位置分別為左側、中間、右側時，三條誤碼曲線幾乎重合，性能基本一致。即滾降系數(shù)為0.1時，陷波性能與陷波位置無關。由此可得出：滾降系數(shù)很小時，陷波后的性能與陷波位置無關。因此后續(xù)分析和仿真中，為了描述方便，可采用較小的滾降系數(shù)0.1進行設計。

3.2 不同調制方式的陷波性能對比

對比BPSK，QPSK和8PSK，切除相同比例寬度的頻譜后，性能損失情況，如圖6所示。

圖6 BPSK，QPSK和8PSK陷波后的誤碼率對比Fig.6 BER performance of BPSK，QPSK and 8PSK after notched

設定切除頻譜寬度占總寬度的10%，擴頻比512，分別畫出3種調制方式的誤碼曲線。

可以看出，切除相同比例的頻譜，調制方式為BPSK時，性能損失最小，QPSK和8PSK調制方式的性能損失均大于BPSK調制方式。因此，采用頻域陷波抗窄帶干擾措施時，應選擇低階調制方式BPSK。

3.3 不同擴頻比的陷波性能對比

調制方式為BPSK方式，擴頻比不同時，頻域陷波后性能也有所不同。分別仿真擴頻比為128，512、頻譜切除比例分別為5%，10%，15%，20%的誤碼性能，誤碼率曲線如圖7所示。

圖7 擴頻比為128和512，陷波后的誤碼率對比Fig.7 BPSK BER with spread ratio of 128 and 512 after notched

由圖7可以看出，當陷波比例在10%條件下，擴頻比為128時，性能損失約為1 dB，擴頻比為512時，性能損失約為0.5 dB；陷波比例為20%，擴頻比為128時的性能損失約為2 dB，擴頻比為512時的性能損失約為1 dB。通過對比，可以看出在相同的陷波比例下，隨擴頻比增大，陷波損失相應減小。

頻域陷波后，除了陷波位置的窄帶干擾被切除，陷波位置的信號也會被切除，因此陷波處的信號能量消失為0。由信號功率減小帶來的性能損失：

lnotch=10*lg[1/(1-r)] ，

(3)

式中，lnotch為性能損失；r為歸一化陷波帶寬，r=Bnotch/Bs，Bnotch為陷波帶寬，Bs為信號帶寬。

在圖7的基礎上，去掉lnotch的值，即可得信號失真帶來的性能損失，如圖8所示。圖8的性能曲線中，橫軸的Eb/N0是去掉了能量損失部分以后的值，可以直接看出失真導致的惡化。

圖8 擴頻比為128和512，陷波后信號失真帶來的性能損失對比Fig.8 Performance loss caused by signal distortion with spread ratio of 128 and 512 after notched

由圖8可以看出，擴頻比為128時，性能失真還比較明顯；擴頻比為512時，性能失真變得很小，幾乎可以忽略。因此，當調制信號為BPSK擴頻信號，且擴頻比較大時，信號失真對誤碼性能的影響可以忽略，這時，可以認為陷波后的性能損失只和陷波帶寬有關系。

4 結束語

通過Matlab仿真，詳細分析了頻域陷波抗干擾措施對接收性能的影響。為提高擴頻系統(tǒng)的抗窄帶干擾能力，給出了設計及選擇信號參數(shù)的依據(jù)。在同樣干擾條件下，應盡量采用低階調制，以降低陷波后的性能損失。擴頻比較小時，應充分考慮信號失真的影響；擴頻比較大時，信號失真的影響可以忽略，性能損失僅與陷波比例有關。因此在工程實踐中，為了提高抗窄帶干擾能力，達到更好的陷波性能，可選擇低階調制BPSK方式及較大的擴頻比。