凌墾丁，李 冉，陳哲達(dá)，葉德信*，冉立新，董亞洲，董士偉*

(1.浙江大學(xué)應(yīng)用電磁波研究實(shí)驗(yàn)室，杭州 310027；2.西安空間無(wú)線電技術(shù)研究所，西安 710000)

0 引言

本文內(nèi)容旨在研究可接收任意線極化方向電磁波的整流天線結(jié)構(gòu)。任意方向的線極化波正交分解出的x方向分量和y方向分量是不一樣的，變化很大，整流部分中整流二極管是功率敏感的器件，設(shè)計(jì)的整流電路只能在特定的功率下才能獲得較高的轉(zhuǎn)換效率，用雙線極化直接接收任意方向的線極化波，總體整流效率會(huì)非常低。在該項(xiàng)研究中，在整流電路前面引入了定向耦合器，實(shí)現(xiàn)了功率的再分配，使得在恒定的入射電磁波功率密度下，輸入到兩路整流電路的微波能量是一定并且相等的[1-3]。

1 全極化方向的微波能量接收

1.1 能量接收和整流部分的設(shè)計(jì)與優(yōu)化

能量接收與整流部分的原理圖如圖1(a)所示[4-6]。

(a)

(b)圖1 (a)能量接收與整流部分原理框圖，(b)諧振單元陣列，功率合成網(wǎng)絡(luò)，整流電路Fig.1 (a) Functional block diagram of energy receiving and rectification,(b) Array of resonant cell, power synthesis network, rectifier circuit

由雙線極化天線吸收能量，x方向分量與y方向分量的微波能量分別由兩個(gè)射頻功率合成網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行合成，合成后的垂直極化部分的能量輸入到定向耦合器的1端口中，合成后的水平極化部分的能量輸入到定向耦合器的2端口中，90°定向耦合器對(duì)端口1和端口2輸入的微波能量重新分配。任意線極化方向的電磁波可以分解為垂直極化方向與水平極化方向的電磁波，兩者是等相位不等幅度的，所以端口1和端口2的微波分量時(shí)等相位不等幅度的，90°定向耦合器將等相位不等幅度的微波分量重新分配為等幅度不等相位的微波分量，分別在端口3和端口4輸出。另外，左旋圓極化波和右旋圓極化波都可以分解為垂直極化與水平極化方向的電磁波，幅度相等，只是相位相差了分別90度與-90度，經(jīng)過(guò)定向耦合器之后，左旋圓極化波只在3端口有輸出，右旋圓極化波只在4端口有輸出。整流電路根據(jù)輸入功率優(yōu)化設(shè)計(jì)，將射頻轉(zhuǎn)換為直流，最終傳遞到負(fù)載。

在S波段選取工作頻點(diǎn)2.35GHz，在全波仿真軟件CST Microwave Studio中設(shè)計(jì)了正方形雙線極化周期陣列結(jié)構(gòu)模型，諧振單元如圖2所示?；宀捎肦ogers RO4350B，周期單元基板的邊長(zhǎng)為50mm，單元貼片邊長(zhǎng)為31.2mm，每個(gè)單元的偏上位置的端口吸收垂直極化方向的電磁波，偏左位置的端口吸收水平極化方向的電磁波?？紤]到多個(gè)單元微波能量的合成，在周期陣列結(jié)構(gòu)的背后設(shè)計(jì)了功率合成電路，每個(gè)單元諧振結(jié)構(gòu)接收的能量通過(guò)金屬過(guò)孔進(jìn)入到背后的功率合成電路[7]。

圖2 諧振單元結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure diagram of resonance unit

在整流電路參數(shù)優(yōu)化之前，先對(duì)制作的能量接收面板實(shí)物進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試，在微波暗室中測(cè)得表面最大吸收的頻率為2.325GHz左右，輸入功率為18mW?；跍y(cè)試結(jié)果進(jìn)行整流電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)，在Advanced Design System中，結(jié)合HSMS2828的SPICE參數(shù)模型，逐步優(yōu)化出源阻抗Zs、橋式整流電路的旁路電容C和負(fù)載電阻RL，獲得2.325GHz附近處，輸入功率密度為0.1mW/cm2條件下，整流電路的最大整流效率。仿真結(jié)果表明，在旁路電容C=10pF，負(fù)載電阻RL=2kΩ，功率源的源阻抗為36.5Ω+j136.043Ω時(shí)，整流電路達(dá)到最大效率，為69.1%。最大整流效率處，功率源的源阻抗與定向耦合器的輸出阻抗是不匹配的，在Advanced design system中設(shè)計(jì)匹配電路，實(shí)現(xiàn)定向耦合器與整流電路的阻抗匹配，以及檢波二極管高次諧波的抑制[8]。

1.2 無(wú)線能量接收表面實(shí)驗(yàn)測(cè)試

接收表面與整流電路通過(guò)SMA頭相連接，將實(shí)驗(yàn)待測(cè)樣品放置于微波暗室中進(jìn)行各項(xiàng)指標(biāo)參數(shù)的測(cè)量。實(shí)驗(yàn)裝置的擺放如圖3所示。

本實(shí)驗(yàn)使用兩種方法來(lái)計(jì)算整流天線的RF-to-DC能量轉(zhuǎn)換效率，第一種效率計(jì)算方法的直流功率根據(jù)(VDC12/RL1+VDC22/RL2)算得，整流天線的接收增益Gr根據(jù)比較法測(cè)量實(shí)驗(yàn)得到。然而接收增益Gr的測(cè)量容易產(chǎn)生誤差，使用了第二種效率計(jì)算方法以作對(duì)比，如式(1)所示：

(1)

PRF1與PRF2為功率計(jì)直接測(cè)量得到的接收天線兩個(gè)端口的輸出功率，PDC的計(jì)算與第一種方法中的一致。大多數(shù)文獻(xiàn)認(rèn)為RF-to-DC轉(zhuǎn)換效率等于輸出直流功率PDC與天線接收到的微波功率PRF之比，這種方法求解的效率值更接近這一定義。為了驗(yàn)證該整流天線在接收任意線極化入射電磁波時(shí)轉(zhuǎn)換效率恒定的特性，需測(cè)量各個(gè)極化方向下，整流天線實(shí)際接收到的微波功率以及輸出直流電壓值。

圖3 能量接收表面的微波暗室實(shí)測(cè)圖Fig.3 Measurement setup of the energy receiring surface

整流電路板與能量接收表面相連構(gòu)成整流天線，接收表面背部定向耦合器的兩個(gè)輸出端口與兩個(gè)獨(dú)立的整流電路相連，整流電路輸出端加載了RL=1kΩ的負(fù)載電阻，分別測(cè)量負(fù)載電阻兩端的電壓值VDC，根據(jù)PDC=VDC2/RL算得直流功率。

圖4給出了不同入射電磁功率密度下，整流天線的輸出負(fù)載兩端測(cè)得的電壓值。通過(guò)調(diào)整射頻信號(hào)源的輸出功率，產(chǎn)生不同功率密度的電磁波，調(diào)整角錐喇叭天線以發(fā)射垂直線極化波，頻率為2.325GHz。當(dāng)入射電磁功率密度從0.06 mW/cm2變化到0.29 mW/cm2時(shí)，上方輸出負(fù)載電阻上的直流電壓從2.05 V變化到5.01 V，下方輸出負(fù)載電阻上的直流電壓從1.82 V變化到4.75 V，兩個(gè)輸出負(fù)載的直流電壓不一致有兩個(gè)原因：其一是由于3dB定向耦合器與功率合成網(wǎng)絡(luò)的非完全對(duì)稱性，使得接收表面兩個(gè)輸出端口的輸出微波功率不一致；其二是由于加工與焊接等因素，兩個(gè)整流電路的整流效率存在一些細(xì)小差別。

在圖4中還給出了仿真得到的電壓結(jié)果，仿真中的整流電路輸入功率依據(jù)功率計(jì)測(cè)量接收天線的兩個(gè)端口的功率并計(jì)算平均值得到，功率值在9 dBm-16 dBm的范圍，從圖中可以看到實(shí)測(cè)值與仿真存在一點(diǎn)偏差，在0.15mW/cm2功率密度處，仿真值、上方負(fù)載電壓、下方負(fù)載電壓分別為3.83V、3.62V、3.44V。

圖注：Up表示上方端口的輸出功率，Down表示下方端口圖4 整流天線輸出負(fù)載電壓的實(shí)測(cè)值與仿真值比較Fig.4 Comparison of the measured and simulated values of the output load voltage of the rectifier antenna

圖5展示了兩個(gè)輸出負(fù)載的直流電壓(a)與直流功率(b)隨入射波極化角度的變化。在圖5(a)中，當(dāng)極化角度從0度變化到180度(步進(jìn)為15度)時(shí)，上方負(fù)載輸出電壓先變大，在90度達(dá)到最大值，而后逐漸變小，平均值為3.46 V；下方負(fù)載輸出電壓在30度時(shí)最大，而后逐漸變小，在120度達(dá)到最小，再后面逐漸增大，平均值為3.52 V；兩條電壓曲線呈正弦形狀，峰峰值分別為0.34V與0.27V。依據(jù)PDC=VDC2/RL計(jì)算得到輸出直流功率如圖5(b)所示，直流功率與電壓的曲線形狀類似，都是正弦形狀，上、下方負(fù)載直流功率的峰峰值分別為2.36 mW與1.80 mW，平均值分別為11.98 mW與12.34 mW。

整流天線RF-to-DC轉(zhuǎn)換效率采用兩種方法進(jìn)行計(jì)算，第一種方法基于如式(2)所示：

(2)

其中，VDC1與VDC2分別表示上、下整流電路的負(fù)載電壓，RL1與RL2為負(fù)載阻值；Gt為角錐喇叭發(fā)射天線的發(fā)射增益，在工作頻率2.325 GHz處為8 dB；Gr為整流天線的接收增益，由實(shí)驗(yàn)測(cè)量得到；Pt為發(fā)射功率，根據(jù)射頻信號(hào)源的輸出功率(-1.2 dBm)加上功率放大器的增益(37 dB)，再減去饋線損耗(0.95 dB)而得到；λ為工作波長(zhǎng)；r為發(fā)射天線與接收整流表面之間的距離(1 m)。

(a) 負(fù)載電壓

整流天線的接收增益Gr根據(jù)比較法測(cè)量獲得，把標(biāo)準(zhǔn)增益天線A作為發(fā)射端，待測(cè)接收表面與標(biāo)準(zhǔn)增益天線B先后作為接收端(根據(jù)天線的互易原理也可以對(duì)換收發(fā)端)，使用標(biāo)量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量待測(cè)表面的S21，并與標(biāo)準(zhǔn)增益天線B的S21作比較，待測(cè)接收表面的增益Gx依據(jù)式(3)求得：

Gx=Gs+(Px-Ps)

(3)

其中，Gs為標(biāo)準(zhǔn)增益天線B的增益(16.65 dB)，Px與Ps分別為待測(cè)接收表面與標(biāo)準(zhǔn)增益天線B的S21。實(shí)驗(yàn)測(cè)得Px為7.141 dB，Ps為10.35 dB，故待測(cè)接收表面的增益Gx為13.441 dB。

將上述測(cè)得的增益代入公式(2)中，計(jì)算得到的效率如圖6中的藍(lán)色虛線所示。

根據(jù)公式(2)計(jì)算效率時(shí)，發(fā)射天線的發(fā)射增益Gt、功率放大器的增益與接收表面的接收增益Gr容易引入誤差，可能會(huì)存在一定的誤差；并且，當(dāng)線極化角度變化時(shí)，接收天線兩個(gè)端口的輸出能量存在波動(dòng)，然而該效率計(jì)算方法中的分母PRF為一恒定值，無(wú)法反映出輸入微波能量的波動(dòng)，由此帶來(lái)誤差。于是又使用第二種計(jì)算方法來(lái)計(jì)算整流天線的RF-to-DC能量轉(zhuǎn)換效率，參照公式(1)，由功率傳感器測(cè)得的接收天線兩個(gè)端口輸出功率PRF1與PRF2，求和得到PRF，最終算得的效率如圖6中的實(shí)線所示。

圖注：實(shí)線為根據(jù)公式(1)算得的效率，虛線為根據(jù)公式(2)算得的效率圖6 整流天線轉(zhuǎn)換效率隨線極化角度的變化Fig.6 Rectifying antenna corversion efficency changes with linear polarization angle

圖6可以表明當(dāng)極化角度從0度變化到180度時(shí)，依據(jù)第一種計(jì)算方法(公式(2))，整流天線的能量轉(zhuǎn)換效率隨線極化角度上下波動(dòng)，變化幅度較大，最高為55.44 %，最低為52.46 %，均值為54.17 %；而根據(jù)第二種計(jì)算方法，整流天線的能量轉(zhuǎn)換效率在均值為57.74 %附近小幅變化，最高為58.13%，最低為57.23%。兩種計(jì)算方法的平均差值約為3.57 %，由于極化角度變化時(shí)，依照公式(2)計(jì)算方法，分母PRF為恒定值，并不能反映輸入微波能量的波動(dòng)，而公式(1)的方法中PRF直接使用功率計(jì)測(cè)量，故相對(duì)更為準(zhǔn)確。綜合上述實(shí)驗(yàn)測(cè)量結(jié)果，本文設(shè)計(jì)的整流天線能夠接收任意線極化方向的電磁波，并轉(zhuǎn)換為直流能量在負(fù)載端輸出。

2 結(jié)論

對(duì)傳統(tǒng)的整流天線架構(gòu)做了改進(jìn)，基于雙線極化周期諧振結(jié)構(gòu)與定向耦合器，實(shí)現(xiàn)任意極化方向微波能量的接收。并將接收到的微波能量在射頻波段進(jìn)行功率合成，再輸入到整流電路轉(zhuǎn)換為直流能量，這樣提高了整流電路的輸入射頻功率，進(jìn)而提高了能量轉(zhuǎn)換的效率。

本設(shè)計(jì)對(duì)任意極化方向的微波能量都有較好的吸收，吸收率在98.4%左右，吸收率隨著極化方向變化而發(fā)生的變化不超過(guò)0.7dB。然而在整流部分的測(cè)試中，由于入射功率偏低，整流效率為37.4%，距離仿真效率尚有一定的提升空間。