劉曉峰

摘 要：為了解決一些現(xiàn)有問題，提出一種雙諧振腔LLC諧振變換器，通過將兩路變壓器的次級用均衡電路連接在一起，實現(xiàn)了較好的均流及功率均衡的特性。分析了變換器的工作原理，建立了變換器的穩(wěn)態(tài)模型，分析了均衡電路的工作原理，并且通過仿真和實驗進(jìn)行了驗證。

關(guān)鍵詞：變換器;雙諧振腔;均衡電路

1 引言

本文提出一種兩路并聯(lián)的雙諧振腔LLC諧振變換器，通過在兩路變壓器的次級連接一個均衡電路，均衡兩路的輸出電壓增益，實現(xiàn)兩路變換器的均流輸出，達(dá)到輸出功率均衡的目的。首先介紹了變換器的工作原理，并且分析了其穩(wěn)態(tài)模型，接著分析了均衡電路的工作原理，最后通過仿真和實驗驗證了此均流方案的有效性。

2 工作原理分析

2.1 變換器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

在理想情況下，tankl與tank2的參數(shù)完全一致。但諧振元器件在實際加工過程中存在工藝誤差，導(dǎo)致其參數(shù)不能完全一致。因此，兩個諧振腔對應(yīng)的諧振頻率不相等，計算公式為：

fr= （1）

Ai=l/[2irV（Lrl+Ami）Crl]（2）

/2=l/（2irV^CT）（3）

R=1/[2W（歸+3G ]（4）

式中：fr分別為tankl的高頻諧振點和低頻諧振點，fm分別為tank2的高頻諧振點和低頻諧振點。

在實際應(yīng)用中，為了保證良好的軟開關(guān)特性，通常將變換器的工作頻率設(shè)計在高頻點和低頻點之間。對于所提變換器而言，其工作頻率范圍取為兩個諧振腔工作頻率的交集，周期與負(fù)半周期的工作狀態(tài)類似，故這里只分析半個周期的工作狀態(tài)。

階段1 V2，V3驅(qū)動信號為高電平，電高頻軟開關(guān)電路。電流流過V2，V3，t0時刻與與蔚Ic相等，流經(jīng)整流管VD6的電流自然過零關(guān)斷，諧振腔tankl次級整流管實現(xiàn)ZCSO此時段內(nèi)，整流管VD8保持導(dǎo)通 狀態(tài)，歸被G箝位，膈線性遞增。又由于晶不再被G箝位，TX1的電壓逐漸減小&從心點流向b點，G充電。

階段2V?V3驅(qū)動信號保持為高電平，電流流過V2，V3，該區(qū)間內(nèi)總諧振電流與總勵磁電流相等，即y+y等于姑+訪。在?，時刻流經(jīng)vd8的電流自然過零關(guān)斷，tank2的次級整流管實現(xiàn)ZCSO在階段2內(nèi)，整流管VD廣VDg處于反向截止?fàn)顟B(tài)，系統(tǒng)不向負(fù)載輸出能量。此時段內(nèi)&從a點流向b點，但其值逐漸減小，因此，弓仍然保持充電狀態(tài)并且趨于峰值。

階段3（t2～t3）可分為兩個階段，即階段31和階段32。在?2時刻，V2，V3關(guān)斷，總諧振電流祐+姦對V2，V3的寄生電容充電，同時對V.V4的寄生電容放電，階段31持續(xù)到V|～V4的寄生電容充放電結(jié)束，此階段過程非常短暫。階段32為第2個階段，即二極管續(xù)流階段。當(dāng)V|～V4的寄生電容充放電完全時，諧振電流開始流過V|，V4的體二極管，此階段內(nèi)，V.V4的漏源電壓接近為零，為下 一階段的V"的零電壓開通創(chuàng)造了條件。

階段4（t3～t4）時刻Vi和V導(dǎo)通，V2和V3關(guān)斷，TX1和TX2的電壓反向。此時，VD）導(dǎo)通，vd6～vd8的體二極管處于反向截止?fàn)顟B(tài)。此時段內(nèi)，tank2無能量輸出，Lm被次級輸出電容箝位，TX1上的電壓幅值近似等于輸出電壓。而此階段內(nèi)，TX2的電壓小于TX1的電壓，由于均衡電路G的電流從a點流向6點的電壓逐漸升高。并且隨著TX2電壓增加訃也在逐漸減小，在金時刻接近為零，此時意味著兩個變壓器電壓近似相等。

階段5（t4～t5）時刻VD導(dǎo)通，歸開始被次級輸出電容箝位，此刻tank2開始向負(fù)載傳輸能量。此時段內(nèi)V“V4保持導(dǎo)通狀態(tài)，VD5，VD6導(dǎo)通川在%時刻逐漸反向增大，其作用是平衡兩個諧振腔的輸出電流。此階段內(nèi)兩個諧振腔的諧振 電流均呈現(xiàn)為正弦變化。

3 實驗驗證

情況進(jìn)行了實驗，實驗平臺元器件主要參數(shù)：選用IPW65R080CFD型MOSFET，Lrl=?l2=（12±5%） |iH，Gi=C2=（220±5%）nF，匾=?皿=（80±5%） |xH，Cj=110仃，戰(zhàn)站25。，變壓器變比e=1.056：1。

經(jīng)過分析，無論Rm=25Ω還是R心=35Ω，變換器的輸出功率都能平均分配至兩個諧振腔。當(dāng)正皿=25Ω時，輸出功率為1600W，根據(jù)實驗測得弟平均值為3.9744A，為平均值為4.0854A，此時人=0.4893。當(dāng)R心=35Ω時，輸出功率為1143W，根據(jù)實驗測得祐平均值為2.8075A，為平均值為3.009A，此時A =0.4733。

當(dāng)均衡電路存在時，變換器的效率曲線，可見，在不同負(fù)載狀態(tài)下，變換器的效率T均大于95%，當(dāng)輸出功率為1600W時，變換器的工作效率為96.41%，這說明該變換器既能夠?qū)崿F(xiàn)良好的均衡特性，又能夠保證優(yōu)異的運行效率。

4 結(jié)論

對所提雙諧振腔LLC拓?fù)溥M(jìn)行了系統(tǒng)的分析，建立了該變換器的穩(wěn)態(tài)模型，分析了其均流效果。通過實驗驗證得岀：該變換器具有良好的均流效果，其結(jié)構(gòu)簡單，控制方便，并且具備傳統(tǒng)LLC 變換器的軟開關(guān)特性。

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（黑龍江工業(yè)學(xué)院 電氣與信息工程學(xué)院，黑龍江 雞西 158100）