50 kW大功率霍爾電推進(jìn)PPU陽極電源設(shè)計

吳佳芮，周昂揚，魏吉文，王乃增，楊 旭，成渭民，宋 丹

（1.西安交通大學(xué)電氣工程系，西安710049；2.西安微電子技術(shù)研究所，西安710054）

1 引言

航天推進(jìn)系統(tǒng)作為航天器的動力系統(tǒng)，利用其攜帶的工質(zhì)，依靠反作用力原理為航天器軌道修正、軌道轉(zhuǎn)移、軌道保持、位置保持、交會對接、姿態(tài)控制提供力和力矩［1］。根據(jù)能量來源和轉(zhuǎn)換方式的區(qū)別，航天推進(jìn)系統(tǒng)可分為化學(xué)推進(jìn)系統(tǒng)、電推進(jìn)系統(tǒng)和激光推進(jìn)系統(tǒng)等［2］。

作為電推進(jìn)系統(tǒng)的心臟，電源處理單元（Power Processing Unit，PPU）主要具有功率轉(zhuǎn)換、功率管理和智能控制功能。PPU通過對一次母線電源進(jìn)行分配、控制，經(jīng)高頻隔離變換、濾波后給電推進(jìn)器提供多路特定的高電壓和大電流［3］。PPU在電推進(jìn)系統(tǒng)中起重要作用，直接影響著電推進(jìn)系統(tǒng)工作的穩(wěn)定性和可靠性，決定著電推進(jìn)系統(tǒng)對深空探測器主推進(jìn)、空間站和大中型地球同步軌道（Geosynchronous orbit，GEO）［4］衛(wèi)星軌道轉(zhuǎn)移功能的實現(xiàn)。

為了進(jìn)一步提高航天器的推力以進(jìn)行深空探測、載人航天等任務(wù)，需要增加電推力器的功率。根據(jù)能量守恒定律，隨著電推力器所需功率的增加，PPU提供的能量也需要大幅增加。陽極電源作為PPU中最主要的部分，其功率占PPU的90%以上。因此，有針對性地預(yù)先開展大功率（10～50 kW）PPU包括陽極電源技術(shù)的研究具有非常重要的戰(zhàn)略意義。

國外對電推進(jìn)PPU的研究已經(jīng)比較深入：Bozak等［5-6］研究了高輸入電壓基于碳化硅的PPU系統(tǒng)，其中陽極電源最大輸出功率可達(dá)到15 kW；Soendker［7］采用了一種3條通道組成的霍爾電推進(jìn)器，由內(nèi)向外功率分別為15 kW、30 kW、55 kW，分別由3個陽極電源模塊供電，總功率達(dá)到100 kW；俄羅斯、歐洲也很早開始了大功率的霍爾推進(jìn)器的研究，功率均能夠達(dá)到20～30 kW以上；其中俄羅斯研究的功率最高的霍爾推進(jìn)器其功率達(dá)到140 kW［8］。

而國內(nèi)對10～50 kW的霍爾電推進(jìn)技術(shù)有一定的研究基礎(chǔ)，2017年上?？臻g推進(jìn)研究所完成了10 kW的霍爾推力器的研制［9］，但針對大功率的霍爾推進(jìn)器研究還較少。針對未來載人航天或深空探索的任務(wù)，亟需開展10～50 kW以上的大功率PPU技術(shù)研究。

本文提出一種50 kW的陽極電源解決方案，采用前級LLC、后級Buck的兩級拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實現(xiàn)大功率的電能輸出；同時針對兩級拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)提出一種新的控制方法，提升電源的效率。

2 總體方案

2.1 電源拓?fù)溥x擇

陽極電源的最大輸出功率為50 kW，輸出電壓調(diào)節(jié)范圍為300～2000 V，根據(jù)該指標(biāo)提出4個功率電路方案：倍壓全橋方案、對稱全橋方案、雙移相全橋方案和兩級拓?fù)浞桨浮?/p>

2.1.1 倍壓全橋拓?fù)?/p>

采用10個電源模塊組成整個電源系統(tǒng)，所有電源模塊輸入并聯(lián)、輸出并聯(lián)。單個電源模塊輸出電壓為300～2000 V，輸出電流為2.5～5 A，最大輸出功率為5 kW。單個電源模塊的拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 倍壓全橋拓?fù)銯ig.1 Full bridge topology w ith double voltage

該拓?fù)渑c全橋拓?fù)涞牟煌谟诙嗔艘粋€切換開關(guān)S，以實現(xiàn)倍壓輸出的效果。工作模式如下：

1）當(dāng)工作在恒流段時，輸出電壓為300～1000 V，此時令切換開關(guān)S斷開，該拓?fù)渚屯耆兂闪巳珮蛲負(fù)?。輸出電壓滿足式（1）。

2）當(dāng)工作在恒功率段時，輸出電壓為1000～2000 V，此時令切換開關(guān)S閉合，圖1中的二極管D4承受反壓而一直處于關(guān)斷狀態(tài)。在一個開關(guān)周期中令S1、S4的占空比為D。于是輸出電壓為式（2）。

由于占空比0≤D≤0.5，因此當(dāng)輸入電壓為90 V時，輸出電壓只能在1000～1500 V的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。并且在0.5Ts≤t＜（0.5+D）Ts時段，電容C2上的電壓迅速沖到nVi，瞬時電流很大。

2.1.2 對稱全橋拓?fù)?/p>

為防止倍壓全橋拓?fù)渲械碾娙軨2迅速充電而產(chǎn)生的瞬時大電流，可以將圖1中的電感分開放置，倍壓全橋拓?fù)渚妥兂闪藢ΨQ全橋拓?fù)?，如圖2所示。其工作模式如下：

1）當(dāng)工作在恒流段時，輸出電壓為300～1000 V，此時令切換開關(guān)S斷開，該拓?fù)湟餐耆兂闪巳珮蛲負(fù)?。輸出電壓和變壓器變比為式?）。

2）當(dāng)工作在恒功率段時，輸出電壓為1000～2000 V，此時令切換開關(guān)S閉合，在一個開關(guān)周期中令S1、S4的占空比為D。于是輸出電壓為式（4）。

圖2 對稱全橋拓?fù)銯ig.2 Symmetric full bridge topology

該拓?fù)湓诤懔骱秃愎β薁顟B(tài)下輸出電壓表達(dá)式完全相同，無法通過改變切換開關(guān)S的狀態(tài)來實現(xiàn)倍壓輸出。

2.1.3 雙移相全橋拓?fù)?/p>

雙移相全橋拓?fù)淙鐖D3所示，紅色全橋與藍(lán)色全橋?qū)?yīng)開關(guān)管（例如S1與S5）之間的移相角為α，每個全橋內(nèi)對應(yīng)開關(guān)管（例如S1與S4）之間移相角為β，所有開關(guān)管的占空比都為50%。

圖3 雙移相全橋拓?fù)銯ig.3 Double-phase-shifted full-bridge topology

移相控制的基本思路是：在恒流段，輸出電流比較大，令α=180°，則2個變壓器的副邊并聯(lián)，通過調(diào)節(jié)β來改變輸出電壓；在恒功率段，輸出電壓比較大，令β=0°，通過調(diào)節(jié)α來改變輸出電壓。推導(dǎo)可得：

1）恒流段。移相角β與輸出電壓的關(guān)系可用式（5）表達(dá)。

取開關(guān)頻率為200 kHz，通過Simulink仿真驗證移相角β與輸出電壓的關(guān)系，仿真結(jié)果如表1所示，仿真結(jié)果與式（5）極為吻合。

表1 移相角β與輸出電壓的關(guān)系Table 1 Relationship between phase shift angleβand output voltage

2）恒功率段。移相角α與輸出電壓的關(guān)系可以用式（6）計算。

取開關(guān)頻率為200 kHz，通過Simulink仿真驗證移相角α與輸出電壓的關(guān)系，仿真結(jié)果如表2所示，仿真結(jié)果與式（6）極為吻合。

表2 移相角α與輸出電壓的關(guān)系Table 2 Relationship between phase shift angleαand output voltage

通過以上分析可以發(fā)現(xiàn)：此方案滿足設(shè)計指標(biāo)，也可減小變壓器的容量，但是在恒流段，兩整流橋并聯(lián)輸出，若2個變壓器二次側(cè)電壓稍有不同，則會有電流不均問題，導(dǎo)致二次側(cè)電流只從一個整流橋流過，影響電路正常工作。

2.1.4 兩級拓?fù)?/p>

兩級拓?fù)溆汕凹塋LC拓?fù)浜秃蠹塀uck拓?fù)錁?gòu)成，如圖4所示。前級LLC拓?fù)鋵崿F(xiàn)隔離保護(hù)和升壓的功能，將輸入電壓升到2000 V母線電壓。后級Buck拓?fù)鋵崿F(xiàn)降壓的功能，將2000 V母線電壓降到300～2000 V輸出電壓。

圖4 兩級拓?fù)銯ig.4 Two-stage topology

由于功率較大，因此前級后級都由若干電源模塊串聯(lián)組成，接下來對前級和后級的模塊數(shù)進(jìn)行評估，前級LLC拓?fù)洳捎萌珮蛘?，二極管承受的反壓為式（7）。

式中：VFD為前級二極管承受的反壓，V；VBus為母線電壓，V；F為前級模塊的數(shù)量。

后級Buck拓?fù)渲卸O管承受反壓為式（8）。

式中：B為后級模塊的數(shù)量。

前級模塊數(shù)量與后級模塊數(shù)量必須滿足式（9）。

因此，前級與后級模塊數(shù)的可能情況如下：

1）B=1，VBD=2000 V，此時市面上所有二極管都無法滿足耐壓要求。

2）B=2，VBD=1000 V，此時必須選擇1700 V的SiC SBD。市面上耐壓達(dá)到1700 V的SiC SBD最大電流為25 A，而后級二極管在恒流段要流過50 A的電流，因此無法滿足要求。

3）B=3，F(xiàn)=3，前級3個模塊，單模塊功率16.7 kW，變壓器不易設(shè)計，開關(guān)管不易選擇。

4）B=3，F(xiàn)=6，前級6個模塊，單模塊功率8.33 kW，變壓器容易設(shè)計，開關(guān)管容易選擇。

因此，最終選擇前級6個模塊，后級3個模塊，其詳細(xì)結(jié)構(gòu)如圖5所示，所有LLC子模塊的輸入并聯(lián)接到90～110 V輸入母線，每兩個LLC子模塊的輸出串聯(lián)作為后級Buck的一路輸入。每個LLC子模塊的輸出電壓為333.33 V，Buck的每路輸入電壓為666.67 V。

圖5 兩級拓?fù)涞脑敿?xì)結(jié)構(gòu)Fig.5 Detailed structure of a two-stage topology

根據(jù)4種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的詳細(xì)分析，總結(jié)4種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)缺點如表3所示，最終通過對比選擇兩級結(jié)構(gòu)作為陽極電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

表3 4種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析Table 3 Analysis of four topological structures

2.2 兩級結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢

兩級結(jié)構(gòu)解決陽極電源的特殊負(fù)載特性造成對電源容量的影響，同時解決寬輸出電壓調(diào)節(jié)范圍的問題。在第一級DC-DC變換器后再設(shè)置一級DC-DC變換器，可以適應(yīng)負(fù)載對不同輸出電壓、電流的要求。該方案不僅可以滿足負(fù)載曲線，而且可以根據(jù)設(shè)計要求選擇不同的調(diào)壓方案，靈活方便，輸出串聯(lián)，無均流問題，兩級結(jié)構(gòu)中前級LLC拓?fù)鋵崿F(xiàn)隔離保護(hù)和升壓的功能，將輸入電壓升到2000 V母線電壓。后級Buck拓?fù)鋵崿F(xiàn)降壓的功能，將2000 V母線電壓降到300～2000 V輸出電壓。因此將整個50 kW的陽極電源模塊化，而將陽極電源模塊化之后有以下3點優(yōu)勢：①較小功率的子模塊電源相比于單個50 kW陽極電源更容易實現(xiàn)，可選器件更加豐富，能夠?qū)崿F(xiàn)更高的效率和功率密度；②由于MOSFET的漏源耐壓限制，多模塊的串聯(lián)方案能在現(xiàn)有的技術(shù)下達(dá)到更高的輸出電壓等級；③通過對前后級模塊的啟停進(jìn)行控制，在低輸出電壓、低輸出功率的工況下，可以達(dá)到更高的效率。

3 兩級結(jié)構(gòu)的控制策略

該陽極電源具有寬范圍輸出電壓的特點，在6個前級LLC電源模塊同時工作的工況下，中點母線電壓為2000 V，若此時要求輸出電壓300 V，則后級三輸入Buck變換器的占空比僅為15%。由于Buck變換器的效率和開關(guān)器件占空比成正比，故需要避免三輸入Buck變換器工作于低占空比。通過配置前級LLC電源模塊的工作個數(shù)，可以降低母線電壓，從而提升后級三輸入Buck變換器的占空比，提升后級效率。與此同時，適當(dāng)減小前級LLC電源工作個數(shù)，能夠減小前級總損耗，進(jìn)一步提升整機(jī)效率。前級LLC電源模塊工作個數(shù)受輸出電壓和輸出功率影響，工作的前級LLC電源模塊個數(shù)應(yīng)使得中點母線電壓不低于輸出電壓，前級總功率不低于輸出功率。以此為原則，初步配置策略如表4所示。

表4 前級LLC電源模塊個數(shù)下限配置表Tab le 4 M inimum configuration of the number of power modules in the front LLC

通過對后級三輸入Buck變換器進(jìn)行電路數(shù)學(xué)建模，得到表4配置策略下的后級效率，以輸出電流25 A為例，不同輸出電壓下，各配置策略的效率曲線如圖6所示。分析效率曲線可知，盡可能少的前級LLC電源模塊有利于實現(xiàn)更高的后級變換器效率，該結(jié)論對全范圍輸出電壓都成立。經(jīng)過驗證，對于不同的輸出電流，該結(jié)論也成立。

圖6 輸出電流為25 A時，各配置策略效率曲線圖Fig.6 Efficiency curves of each configuration strategy when the output current is 25 A

通過上述分析，在滿足輸出電壓和輸出功率的前提下，應(yīng)配置盡可能少的前級LLC模塊電源工作個數(shù)。但基于已經(jīng)設(shè)計完成的電路參數(shù)，在2個2路和4個2路的配置策略下，存在輸出電壓紋波超過設(shè)計指標(biāo)的情況，故需根據(jù)輸出電壓紋波指標(biāo)對配置策略進(jìn)行進(jìn)一步修正。

電感電流連續(xù)下，輸出電壓紋波可表示為式（10）。

電流斷續(xù)模式下，輸出電壓紋波可表示為式（11）。

式中，TN為等效開關(guān)周期，Ion、Ioff分別為SiC MOSFET開通電流和關(guān)斷電流，d1、d2分別為電流斷續(xù)模式下，電感電流上升和下降所對應(yīng)的占空比。得到修正后的配置策略如圖7所示。由于存在輸出定壓和輸出電流3個變量，故通過等高線圖表示配置策略。前級LLC模塊電源個數(shù)配置策略后的后級三輸入Buck變換器的效率圖如圖8所示。

圖7 前級LLC電源模塊個數(shù)配置圖Fig.7 Configuration diagram of the number of power modules in the former LLC

圖8 后級三輸入Buck變換器效率圖Fig.8 Efficiency diagram of back-stage three input Buck converter

4 試驗驗證

搭建試驗平臺，輸入采用西安愛科賽博有限公司的光伏直流源；示波器為Tektronix公司的混合域示波器MDO4054C，另配合Tektronix500 MHz電壓探頭TPP0500B、50 MHz高壓差分探頭P5200A和150 A交直流電流探頭TCP0150。輔助電源采用艾德克斯電子有限公司的IT6302，萬用表采用FLUKE公司的17B，鉗式電流表采用UNI-T的UT204。負(fù)載為功率滑線變阻器，試驗過程中采用風(fēng)扇進(jìn)行風(fēng)冷散熱。制作前級LLC諧振變換器和后級Buck變換器，組裝成完整的50 kW陽極電源結(jié)構(gòu)來驗證兩級結(jié)構(gòu)的合理性，并且制造出一種大功率的電推進(jìn)電源，進(jìn)一步實現(xiàn)深空探索。制作的LLC諧振變換器結(jié)構(gòu)如圖9所示。Buck變換器的試驗樣機(jī)如圖10所示。

圖9 單個LLC隔離升壓模塊試驗樣機(jī)Fig.9 Experimental prototype of single LLC isolation boostmodu le

圖10 單個Buck變換器模塊試驗樣機(jī)Fig.10 Experimental prototype of single Buck converter module

前級LLC子模塊的測試波形如圖11所示。輸出功率8 kW時的柵源電壓VGS、漏源電壓VDS和諧振電流Ir的試驗波形如圖11所示，與第三章的理論分析相符。根據(jù)VGS和VDS的波形可知，實現(xiàn)了ZVS。諧振電流Ir的波形表明LLC電源模塊的開關(guān)頻率在諧振頻率附近，驗證了設(shè)計的前級升壓模塊參數(shù)正確，滿足升壓需求。

圖11 前級輸出功率8 kW時的波形（橫軸2μs/div）Fig.11 W aveform at 8 kW output of the front stage（horizontal axis 2μs/div）

后級三輸入BUCK變換器模塊的測試波形如圖12所示，前級3個子模塊提供后級的輸入，后級的每路輸入電壓為600 V，設(shè)定占空比為40%，此時輸出功率為20 kW，測得上路柵極電壓，漏源電壓和電感電流的試驗波形；后級開關(guān)管柵極電壓和漏源電壓的峰值均在器件允許范圍內(nèi)。電感電流在一個周期中脈動3次，錯相正常且錯相精度控制得較好，電感電流的紋波率較小，驗證了控制策略的可行性。

圖12 后級輸出功率20 kW時的波形Fig.12 W aveform at 20 kW output power of the rear stage

陽極電源兩級輸出時的測試波形如圖13所示，前級6個子模塊均滿載輸出，后級的每路輸入電壓為660 V，輸出電壓為1976 V，輸出功率為48.8 kW。測得后級的輸出電壓、前級的柵極電壓、前級的漏源電壓和諧振電流的試驗波形如圖13所示。試驗波形驗證了設(shè)計的整機(jī)電源能實現(xiàn)50 kW的大功率輸出要求。

圖13 陽極電源輸出功率50 kW時的波形Fig.13 W aveform at 50 kW output power of anode power supp ly

5 結(jié)論

1）本文設(shè)計的霍爾電推進(jìn)電源有功率大、升壓比高、輸出電壓范圍寬的特點，采用6個LLC電源模塊作為前級，單個3重化串聯(lián)錯相Buck電源模塊作為后級的兩級結(jié)構(gòu)。前級LLC電源模塊將100 V輸入母線電壓隔離升壓至2000 V，再由后級Buck電源模塊實現(xiàn)寬范圍輸出調(diào)壓，從而滿足電推進(jìn)電源的設(shè)計要求。

2）本文提出了工作模塊個數(shù)配置策略，通過調(diào)整工作模塊的個數(shù)來優(yōu)化驅(qū)動電源在低壓、小功率輸出時的轉(zhuǎn)換效率。工作模塊個數(shù)配置策略綜合考慮了整機(jī)損耗和輸出電壓紋波率，從而提出了最優(yōu)配置方案并在輸出功率為20 kW的試驗中得到驗證。