王紹權(quán)，江 浩

（中國電子科技集團(tuán)第十三研究所，河北 石家莊 050051）

0 引 言

同相和正交調(diào)制器（簡稱IQ正交調(diào)制器）是5G發(fā)射器中的關(guān)鍵器件之一，提供了一種便利的方式將數(shù)據(jù)位或符號調(diào)制到射頻載波上。然而，IQ正交調(diào)制器卻可能以特有的方式降低信號的保真度，此效應(yīng)可能在調(diào)制過程中降低發(fā)射信號的質(zhì)量，導(dǎo)致接收端的誤差矢量幅度（EVM）增大，導(dǎo)致比特誤差率（BER）增大。因此，主要探討一種校正IQ正交調(diào)制器缺陷以提高射頻信號保真度的方法。典型的無線發(fā)射器框圖如圖1所示[1-2]。

圖1 典型無線發(fā)射器框圖

直接變頻發(fā)射機(jī)的系統(tǒng)可表示為：

系統(tǒng)結(jié)構(gòu)由低通濾波器、IQ正交調(diào)制器、可變增益放大器、射頻濾波器和功率放大器組成，特點(diǎn)是直接將基帶I/Q信號調(diào)制到射頻載波頻率，省去了外接的中頻濾波器，提高了系統(tǒng)的集成度，降低了系統(tǒng)功耗和成本。

1 IQ調(diào)制器的邊帶抑制和本振泄露

圖2是理想正交調(diào)制器的功能描述，可見理想情形下在調(diào)制器的輸出端不存在其他不需要的本振信號和邊帶信號[3]。

圖2 理想正交調(diào)制器功能圖

在實(shí)際系統(tǒng)中，由于調(diào)制誤差和基帶offset的存在會導(dǎo)致調(diào)制系統(tǒng)的非理想效應(yīng)，本振泄露和邊帶抑制都會惡化，功能框圖如圖3所示。

圖3 帶有非理想效應(yīng)的正交調(diào)制系統(tǒng)

其中，想要的正交調(diào)制器的射頻輸出、正交調(diào)制器的本振泄露以及由正交調(diào)制器的非正交性導(dǎo)致的不想要的邊帶信號分別為：

為了獲得單邊帶頻譜，通過低頻正弦和余弦信號驅(qū)動I和Q輸入，即基帶信號為正交信號。圖4的頻譜是基帶信號與LO混頻的結(jié)果。單邊帶頻譜的主要組成成分為：（1）下邊帶，如果IQ調(diào)制器不存在缺陷，這是觀察到的唯一頻譜組分，即基帶正弦信號和余弦信號與兩個正交LO信號相乘和相加的結(jié)果；（2）無用上邊帶，這種無用組分來自I和Q信號通道之間的增益、相位不平衡以及LO正交不平衡；（3）無用LO泄露，LO泄露源于I失調(diào)和Q失調(diào)或LO直接寄生泄露到IQ調(diào)制器輸出。

圖4 單邊帶頻譜示意圖

圖5是邊帶抑制與I/Q增益不平衡和正交不平衡的關(guān)系。可以看出，1°正交相位誤差加上0.5 dB I/Q增益不平衡，將導(dǎo)致-30 dB單邊帶抑制。若非同時改善增益不平衡，僅改善正交相位不平衡對邊帶抑制毫無影響。

圖5 調(diào)制誤差與邊帶抑制的關(guān)系

2 提高調(diào)制精度的電路設(shè)計(jì)

2.1 調(diào)制精度的影響

載波泄露源于差分基帶輸入端上的微小直流失調(diào)。在I/Q調(diào)制器中，非零差分失調(diào)與LO混頻產(chǎn)生RF端的載波泄露。此外，LO輸入端的部分信號功率直接耦合至RF輸出端（由于鍵合線間耦合或通過硅基板耦合所導(dǎo)致的）。RF輸出端的凈載波泄露是這兩種效應(yīng)產(chǎn)生的矢量組合作用在輸出端信號上的結(jié)果。因此，可以通過將直流電流（正電流或負(fù)電流）與I和Q通道相加，實(shí)現(xiàn)載波泄露調(diào)零，有效提高了載波抑制的指標(biāo)[4]。

邊帶抑制源于I和Q通道之間的增益和相位缺陷，邊帶抑制還源于產(chǎn)生正交LO信號的正交誤差。RF輸出端的凈干擾邊帶信號是這些效應(yīng)產(chǎn)生的矢量組合作用在信號上的結(jié)果，因此可以在正交移相網(wǎng)絡(luò)后加入相位修正單元與本振限幅放大器，分別對LO信號的相位及幅度進(jìn)行修訂，從而提高正交調(diào)制器的邊帶抑制指標(biāo)。

2.2 邊帶抑制的優(yōu)化設(shè)計(jì)

對于直接上變頻正交調(diào)制器來說，邊帶抑制惡化源于正交LO信號的增益和相位誤差。為了提高鏡像抑制混頻器的邊帶抑制指標(biāo)，提高正交移相網(wǎng)絡(luò)的移相精度，該方案采用邊帶抑制調(diào)零技術(shù)，對正交移相網(wǎng)路移相后的本振信號做相位修正。相位修正單元原理如圖6所示。

該電路中采用了可變電容。可變電容擬采用變?nèi)荻O管實(shí)現(xiàn)，通過改變變?nèi)荻壒軆啥说碾妷翰睿淖冏內(nèi)荻O管的電容值。可變電容電路原理如圖7所示。

如圖7所示，VC為一個可編程的直流電壓，可通過改變VC的電壓值實(shí)現(xiàn)變?nèi)荻O管電容的改變?？删幊痰闹绷麟妷旱漠a(chǎn)生電路如圖8所示。

圖6 相位修正單元原理框圖

圖7 可變電容電路原理圖

圖8 可變電壓實(shí)現(xiàn)原理圖

由圖8所示，通過C0、C1、…、CN開關(guān)對的控制，實(shí)現(xiàn)對P管拷貝電流的重新分配。在保證總電流不變的情況下，電流IP與電流IN的比例按控制信號進(jìn)行變化，產(chǎn)生可變的電壓信號VC1和VC2，進(jìn)而由VC1和VC2分別控制I和Q通道上的可變電容。

2.3 邊帶抑制調(diào)零前后仿真對比

如圖9所示，在邊帶抑制調(diào)零前，仿真得到的該IQ正交調(diào)制器的邊帶抑制為42 dBc。經(jīng)過邊帶抑制調(diào)零后，得到的邊帶抑制為53 dBc，如圖10所示。可見，該邊帶抑制的優(yōu)化電路設(shè)計(jì)能夠大幅度提高邊帶抑制指標(biāo)。

2.4 本振泄露的優(yōu)化設(shè)計(jì)

圖9 邊帶抑制調(diào)零前

圖10 邊帶抑制調(diào)零后

該設(shè)計(jì)采用的寬帶鏡像抑制混頻器核心原理如圖11所示。其中：PNP1、NPN1及R4、R5、R6組成鏡像抑制混頻器的跨導(dǎo)級；NPN2為開關(guān)對管，LOIP、LOIN、LOQP、LOQN為由頻率合成器產(chǎn)生的本振信號經(jīng)移相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的寬帶正交本振信號；L1與R1組成鏡像抑制混頻器的寬帶負(fù)載，電感的作用是補(bǔ)償高頻信號增益。

圖11 IQ正交混頻器核心原理圖

載波泄露源于差分基帶輸入端上的微小直流失調(diào)。在I/Q調(diào)制器中，非零差分失調(diào)與LO混頻產(chǎn)生RF端的載波泄露。如圖11所示，該鏡像抑制混頻器采用了載波泄露調(diào)零技術(shù)[5]。在I和Q通道上各加入一個LO NULLING單元，該單元為一個可編程的直流電流，調(diào)整I和Q通道上的差分基帶輸入電流的直流失調(diào)，以此達(dá)到調(diào)零射頻輸出端的一切載波泄露的目的。可編程直流電流產(chǎn)生電路原理如圖12所示。

圖12 可編程直流電流產(chǎn)生電路

由圖12可以看出，該單元的總直流電流值由IB決定，且總直流電流的大小直接決定了直流失調(diào)可調(diào)整的范圍。通過C0、C1、…、CN開關(guān)對的控制，對總直流電流向DCP、DCN端分配，開關(guān)對的個數(shù)直接決定了直流失調(diào)調(diào)節(jié)的精度。

2.5 本振泄露調(diào)零前后仿真對比

如圖13所示，在載波抑制調(diào)零前，仿真得到的該IQ正交調(diào)制器的載波抑制為42 dBc。經(jīng)過邊帶抑制調(diào)零后得到的載波抑制為58 dBc，如圖14所示。因此，該載波抑制的優(yōu)化電路設(shè)計(jì)能夠大幅度提高載波抑制指標(biāo)。

圖13 載波抑制調(diào)零前

圖14 載波抑制調(diào)零后

3 結(jié) 論

通過對IQ正交調(diào)制器原理的分析，找出導(dǎo)致調(diào)制器調(diào)制誤差的原因，即直流失調(diào)與正交信號的正交誤差導(dǎo)致調(diào)制器邊帶抑制和載波抑制指標(biāo)的惡化。此外，提出一種電路來優(yōu)化調(diào)制器的關(guān)鍵指標(biāo)，通過對正交信號進(jìn)行直流失調(diào)和相位誤差的校正，優(yōu)化IQ調(diào)制器的調(diào)制精度。