［唐亞欣 鐘昌錦 李沼云］

1 引言

正交頻分復(fù)用/偏移正交幅度調(diào)制（Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset Quadrature Amplitude Modulation，OFDM/OQAM）系統(tǒng)與正交頻分復(fù)用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）系統(tǒng)相比，具有高頻譜利用和一定的抵抗載波間干擾（Intercarrier Interference，ICI）和符號(hào)間干擾（Inter-symbol Interference，ISI）等方面的優(yōu)勢(shì)，因此受到了更廣泛的應(yīng)用[1～3]。但OFDM/OQAM 系統(tǒng)由于沒(méi)有循環(huán)前綴而對(duì)時(shí)偏誤差較為敏感，并且在具有時(shí)頻雙選擇性衰落的地空信道下使得系統(tǒng)對(duì)頻偏估計(jì)精度的要求更高[4]。因此具有一個(gè)良好的時(shí)頻同步算法對(duì)于OFDM/OQAM 系統(tǒng)的正確解調(diào)尤其重要。

目前有關(guān)OFDM/OQAM 系統(tǒng)時(shí)頻同步算法按原理可分為兩類。一類是非數(shù)據(jù)輔助類（盲估計(jì)）算法，這種類算法無(wú)需借助輔助序列，不會(huì)浪費(fèi)系統(tǒng)的時(shí)頻資源，只需利用發(fā)送信號(hào)自身的結(jié)構(gòu)、統(tǒng)計(jì)特性及調(diào)制方法即可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的同步估計(jì)[5～6]。但其進(jìn)行時(shí)頻估計(jì)的復(fù)雜度較高，并且當(dāng)系統(tǒng)對(duì)同步精度要求越高時(shí)，其估計(jì)算法需要的估計(jì)時(shí)間也越久，不能做到實(shí)時(shí)估計(jì)，因此該算法不適用于實(shí)時(shí)性實(shí)際應(yīng)用中。

另外一類是數(shù)據(jù)輔助類算法，導(dǎo)頻插入雖會(huì)降低一定的頻譜利用率，但實(shí)用性較強(qiáng)。文獻(xiàn)[7]在OFDM/OQAM 系統(tǒng)中提出時(shí)頻聯(lián)合同步的訓(xùn)練序列（Training sequence1&2,TR1&TR2）算法；文獻(xiàn)[8]對(duì)TR2 算法進(jìn)行改進(jìn)添加了滑動(dòng)窗以及文獻(xiàn)[9]基于最大后驗(yàn)概率進(jìn)行時(shí)頻偏估計(jì)，使符號(hào)定時(shí)更準(zhǔn)確；文獻(xiàn)[10]利用相同的中心對(duì)稱ZC 序列，提出了一種適用于AWGN 信道的時(shí)頻同步算法；文獻(xiàn)[11]中基于最大似然估計(jì)（Maximum Likelihood，ML）方法提出了一種改進(jìn)的OFDM/OQAM系統(tǒng)中的載波頻率偏移、采樣時(shí)間偏移和信道脈沖響應(yīng)的聯(lián)合估計(jì)方法。但以上算法均只用于AWGN 和較小多普勒頻移下的慢速衰落多徑信道，對(duì)于具有時(shí)頻雙衰落性特性的地空信道則不適用。

同時(shí)，美國(guó)國(guó)家儀器有限公司生產(chǎn)的通用軟件無(wú)線電（Universal Software Radio Peripheral，USRP）2953R 設(shè)備和LabVIEW 軟件的結(jié)合，為無(wú)線射頻和通信系統(tǒng)的快速原型開(kāi)發(fā)提供了一個(gè)功能強(qiáng)大而且靈活的軟件無(wú)線電平臺(tái)?；诜浅Ｖ庇^的圖形化編程語(yǔ)言LabVIEW 完成信號(hào)處理算法，并結(jié)合USRP-2953R 硬件實(shí)現(xiàn)與真實(shí)射頻信號(hào)之間的交互，可實(shí)現(xiàn)完整無(wú)線通信系統(tǒng)的原型開(kāi)發(fā)。地空信道的搭建則是使用SPIRENT-VR5 HD 空間信道仿真儀來(lái)模擬，該信道仿真儀簡(jiǎn)化了如LTE 和LTE-Advanced 等依賴于大量的天線、更高的帶寬和頻帶聚合來(lái)提供高速數(shù)據(jù)MIMO 技術(shù)測(cè)試。提供了集成雙向RF 信道并支持載波聚合，具有高保真度通道和較長(zhǎng)的模擬重復(fù)率，確保了性能評(píng)估的可靠性和準(zhǔn)確性。

綜上所述，本文基于USRP-2953R 與LabVIEW 平臺(tái)，結(jié)合空間信道仿真儀模擬地空信道環(huán)境，實(shí)現(xiàn)整個(gè)OFDM/OQAM 系統(tǒng)的搭建工作，并結(jié)合USRP 與地空信道特性，提出了一種簡(jiǎn)易的時(shí)頻同步算法，通過(guò)時(shí)域插入較少的輔助序列可以快速準(zhǔn)確的進(jìn)行符號(hào)定時(shí)，隨后采用自相關(guān)函數(shù)思想進(jìn)行頻偏估計(jì)與補(bǔ)償，以較小的計(jì)算復(fù)雜度為代價(jià)，在地空信道下獲得了良好的系統(tǒng)誤碼性能，來(lái)完成通信數(shù)據(jù)之間的可靠傳輸。

2 OFDM/OQAM 系統(tǒng)架構(gòu)設(shè)計(jì)

USRP-2953R 和LabVIEW 結(jié)合空間信道仿真儀平臺(tái)的實(shí)際搭建如圖1 所示，圖中可以看出本平臺(tái)采用收發(fā)分離的傳輸模式，在一臺(tái)計(jì)算機(jī)和USRP-2953R 上實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的發(fā)送鏈路，通過(guò)USRP-2953R 的Tx 發(fā)送天線將信號(hào)發(fā)送出去；將USRP-2953R 的發(fā)射天線與空間信道仿真儀的輸入口相連接，通過(guò)設(shè)置信道仿真儀參數(shù)來(lái)模擬地空信道的四個(gè)信道狀態(tài)，然后將空間信道仿真儀的輸出口連接到第二臺(tái)USRP-2953R 的接收天線；第二臺(tái)USRP-2953R 的Rx 天線來(lái)接收來(lái)自地空信道的通信數(shù)據(jù)，在接收端接收信號(hào)后先進(jìn)行同步處理，確保信號(hào)提取準(zhǔn)確無(wú)誤后再進(jìn)行OFDM/OQAM 系統(tǒng)解調(diào)處理工作。

圖1 USRP 平臺(tái)實(shí)際搭建

本文設(shè)計(jì)的整個(gè)OFDM/OQAM 系統(tǒng)總體框架如圖2所示，其中包括：信源產(chǎn)生、QAM 調(diào)制、串并轉(zhuǎn)換、頻域?qū)ьl設(shè)計(jì)、相位偏移、IFFT、發(fā)送濾波器設(shè)計(jì)、時(shí)域?qū)ьl設(shè)計(jì)、接收濾波器設(shè)計(jì)、FFT、相位偏移、信道估計(jì)、信道均衡、并串轉(zhuǎn)換、QAM 解調(diào)及誤碼率計(jì)算等全部模塊。上述OFDM/QOAM 系統(tǒng)中全部模塊均由本人編寫(xiě)調(diào)試完成，其中濾波器選用文獻(xiàn)[13]中的各項(xiàng)同性正交變換函數(shù)（Isotropic Orthogonal Transform Algorithm，IOTA）濾波器，該濾波器具有良好的TFL 特性，可使系統(tǒng)本身具有一定的抗干擾能力；信道估計(jì)選用文獻(xiàn)[14]中的改進(jìn)的線性插值算法，該算法通過(guò)在時(shí)域插零，來(lái)減少信道干擾；而信道均衡選用迫零均衡算法。

圖2 OFDM/OQAM 系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖

3 時(shí)頻同步算法

本文基于USRP 平臺(tái)在地空信道下OFDM/OQAM 系統(tǒng)的時(shí)頻同步算法是在系統(tǒng)的接收端先進(jìn)行符號(hào)定時(shí)同步，將發(fā)送端發(fā)送前導(dǎo)頻位置的導(dǎo)頻序列作為參考序列，將經(jīng)歷過(guò)信道惡劣環(huán)境變化后的導(dǎo)頻序列提取出來(lái)，看作序列二，在接收端將參考序列和與序列二進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，找到運(yùn)算后相關(guān)序列的相關(guān)峰位置。相關(guān)峰對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)位置即為有用接收信號(hào)的起始位置。只有獲得準(zhǔn)確的符號(hào)定時(shí)點(diǎn)后，信道中CFO 引起的信號(hào)的相位偏是線性疊加的，才能進(jìn)一步準(zhǔn)確的估計(jì)載波頻率偏移。然后，計(jì)算符號(hào)起始位置導(dǎo)頻序列與原序列之間的相位差即可得知信道引起該數(shù)據(jù)發(fā)生的頻率偏移值。隨后對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行時(shí)間偏移補(bǔ)償和頻率偏移補(bǔ)償，完成系統(tǒng)的符號(hào)定時(shí)和載波頻率同步。本文提出的適用于此平臺(tái)的簡(jiǎn)易時(shí)頻同步算法不僅在導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)上與傳統(tǒng)算法[7-12]有差異，且還在時(shí)頻同步過(guò)程和相關(guān)序列處理上也不相同，結(jié)構(gòu)框圖可由圖3 表示。

圖3 時(shí)頻同步算法的OFDM/OQAM 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

在發(fā)送數(shù)據(jù)前添加N=20bit由OFDM 符號(hào)組成的前導(dǎo)碼作為訓(xùn)練序列，用于在接收端的進(jìn)行符號(hào)定時(shí)同步，經(jīng)過(guò)信道后得到序列。20 bit 的前導(dǎo)碼使得信號(hào)到達(dá)時(shí)快速的進(jìn)行系統(tǒng)的幀同步，提升系統(tǒng)的傳輸效率，并且20 bit 的長(zhǎng)度對(duì)于整個(gè)數(shù)據(jù)幀來(lái)說(shuō)，對(duì)帶寬的影響可忽略不計(jì)。時(shí)偏估計(jì)為：

圖3 發(fā)送鏈路中的頻域?qū)ьl設(shè)計(jì)則是根據(jù)文獻(xiàn)[7-12]基于數(shù)據(jù)輔助類的時(shí)頻同步算法的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)所設(shè)計(jì)的。其原理是在頻域添加NTR個(gè)重復(fù)的OFDM 頻域符號(hào)構(gòu)成相應(yīng)的導(dǎo)頻塊。文獻(xiàn)[7]在傳統(tǒng)算法中NTR至少要比濾波器重疊因子K大2，K表示濾波器的重疊因子（即抽頭系數(shù)）[13]。由于本文用于環(huán)境惡劣的地空信道，因此取NTR=K+3[12]。其中頻偏估計(jì)為：

上式中，M表示子載波的個(gè)數(shù)；Ts為采樣間隔；即為式（1）中所求得的時(shí)間偏移值，因此在上式中為固定值。

4 地空信道模型

根據(jù)文獻(xiàn)[15]中地空信道四個(gè)狀態(tài)的信道環(huán)境數(shù)據(jù)，將信道仿真儀的詳細(xì)參數(shù)設(shè)定如表1 所示，表中包括地空信道各個(gè)狀態(tài)的飛行速度、多徑數(shù)目、萊斯因子、最大時(shí)延、各徑時(shí)延、最大多普勒頻移和各徑多普勒頻移等信道參數(shù)。從中可以看出，信道的環(huán)境隨著飛行速度的增加變得愈來(lái)愈惡劣。為了驗(yàn)證信道仿真儀中設(shè)置的地空信道各個(gè)狀態(tài)的衰落系數(shù)是否與理論值保持一致，本文通過(guò)矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀觀測(cè)信道仿真儀模擬的地空信道各個(gè)狀態(tài)下的波形如圖4 所示。根據(jù)圖4 可以看出，信道仿真儀模擬地空信道的各個(gè)狀態(tài)的衰落系數(shù)與理論值保持一致。

表1 信道仿真儀中地空信道參數(shù)設(shè)置

圖4 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試信道狀態(tài)

5 系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)與算法驗(yàn)證

LabVIEW 的前面板設(shè)計(jì)分別為OFDM/OQAM 系統(tǒng)的發(fā)送端和接收端如圖5 中a、b 圖。其中，在左側(cè)選項(xiàng)欄中可以進(jìn)行OFDM/OQAM 系統(tǒng)的相關(guān)參數(shù)設(shè)置及USRP 硬件參數(shù)配置等；在右側(cè)為系統(tǒng)收發(fā)結(jié)果的各種波形結(jié)果顯示部分。圖6 的a、b 圖分別為系統(tǒng)的發(fā)送端和接收端的程序框圖，即整個(gè)系統(tǒng)的發(fā)送鏈路與接收鏈路的實(shí)現(xiàn)代碼。從開(kāi)始配置USRP 參數(shù)、信源產(chǎn)生、導(dǎo)頻插入、調(diào)制、發(fā)送、接收、同步與最后解調(diào)等等整個(gè)系統(tǒng)的處理過(guò)程都是在程序面板上進(jìn)行編程實(shí)現(xiàn)的。由于整個(gè)系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)代碼內(nèi)容過(guò)長(zhǎng)，且系統(tǒng)各個(gè)子模塊內(nèi)容較多，本文顯示內(nèi)容有限，因此示意圖僅供瀏覽。下文僅詳細(xì)介紹其中的時(shí)頻同步算法的實(shí)現(xiàn)部分。

圖5 LabVIEW 前面板顯示設(shè)計(jì)圖

圖6 LabVIEW 收發(fā)端程序框圖

時(shí)頻同步算法分為發(fā)送端添加導(dǎo)頻部分及接收端的時(shí)間同步和頻率同步部分。在發(fā)送鏈路上分別添加了上文圖3 中的頻域?qū)ьl和時(shí)域輔助序列，圖7 中a、b 圖分別為L(zhǎng)abVIEW 上頻域和時(shí)域?qū)ьl插入的程序。

圖7 導(dǎo)頻插入程序圖

在LabVIEW 接收鏈路中，時(shí)頻同步算法的時(shí)頻估計(jì)和補(bǔ)償設(shè)計(jì)過(guò)程如圖8 所示，圖中左側(cè)部分為時(shí)間同步過(guò)程，保證時(shí)間同步的基礎(chǔ)上再進(jìn)行頻率同步。右側(cè)分別為本文同步算法的頻偏估計(jì)子模塊與頻偏補(bǔ)償子模塊兩部分內(nèi)容，其中頻偏估計(jì)子模塊依據(jù)上文公式（4）和公式（5）所設(shè)計(jì)，頻偏補(bǔ)償模塊則是將頻偏估計(jì)出來(lái)的結(jié)果按比例分別補(bǔ)償?shù)矫恳粋€(gè)數(shù)據(jù)上進(jìn)行頻偏補(bǔ)償，即完成整個(gè)時(shí)頻同步算法。

圖8 時(shí)頻同步算法程序圖

6 實(shí)測(cè)結(jié)果及分析

空間信道仿真儀模擬的地空信道的四個(gè)信道狀態(tài)參數(shù)如上文表1 所示，基于USRP-2953R 平臺(tái)OFDM/OQAM 系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置如表2 所示。

表2 系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置

為了驗(yàn)證基于USRP 平臺(tái)的OFDM/OQAM 系統(tǒng)搭建是否準(zhǔn)確，因此首先將整個(gè)系統(tǒng)接入理想信道環(huán)境下進(jìn)行初步測(cè)試，觀察收發(fā)兩端的星座圖及頻譜是否一致。以兩臺(tái)計(jì)算機(jī)和兩臺(tái)USRP 分別做發(fā)送端和接收端，系統(tǒng)以16QAM 調(diào)制為例，OFDM/OQAM 系統(tǒng)發(fā)送端的星座圖及頻譜圖如圖9 所示，而圖10 表示系統(tǒng)接收端的星座圖及頻譜圖。從圖9 與圖10 結(jié)果看出，經(jīng)過(guò)理想信道下接收端的星座圖與發(fā)送端星座圖一致且點(diǎn)位清晰，頻譜圖也完全正確，且測(cè)出系統(tǒng)誤碼率為零。圖11 中還表示了系統(tǒng)發(fā)送端和接收端的基帶時(shí)域波形，可以看出發(fā)送和接收端的基帶時(shí)域波形保持一致。因此通過(guò)系統(tǒng)初步測(cè)試可以得出，基于USRP 平臺(tái)的整個(gè)OFDM/OQAM 系統(tǒng)搭建準(zhǔn)確無(wú)誤。

圖9 USRP 發(fā)送端的星座圖和頻譜圖

圖10 USRP 接收端的星座圖及頻譜圖

圖11 發(fā)送和接收基帶時(shí)域波形圖

在上文接入理想信道環(huán)境下系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確無(wú)誤的前提下，再將理想信道換為由空間信道仿真儀模擬產(chǎn)生的地空信道，依次測(cè)試其在地空信道四個(gè)信道狀態(tài)下的系統(tǒng)同步性能，在接收端LabVIEW 的前面板上得出本文所提出的同步算法的時(shí)間定時(shí)同步峰值圖如圖12 所示，圖中峰值點(diǎn)的位置會(huì)隨著動(dòng)態(tài)地空信道的變化而變化，從圖中可以清晰地看出峰值位置，且峰值波形尖銳陡峭。因此得出，本文所提出的同步算法的時(shí)間定時(shí)性能良好。

圖12 時(shí)間同步峰值圖

由于基于USRP 平臺(tái)實(shí)現(xiàn)的OFDM/OQAM 系統(tǒng)的誤碼率無(wú)法像MATLAB 仿真一樣得出系統(tǒng)誤碼率曲線，整個(gè)系統(tǒng)只能每循環(huán)一次得出一個(gè)誤碼率值。為了更好的驗(yàn)證本文同步算法的同步性能，因此在地空信道的每一個(gè)狀態(tài)通信時(shí)分別測(cè)試并計(jì)算無(wú)同步算法和有同步算法的系統(tǒng)誤碼率，通過(guò)計(jì)算機(jī)記錄其循環(huán)上百次的系統(tǒng)誤碼率結(jié)果，計(jì)算其誤碼率平均值得出最終誤碼率，再將其描繪成折線圖進(jìn)行對(duì)比分析，如圖13 所示。

圖13 地空信道下OFDM/OQAM 系統(tǒng)同步算法性能對(duì)比

分析圖13 的實(shí)測(cè)誤碼率結(jié)果，縱向?qū)Ρ蕊@示，系統(tǒng)無(wú)論是在4QAM 還是16QAM 調(diào)制，或是在地空信道的任一信道狀態(tài)下，本文所提出同步算法將系統(tǒng)誤碼性能提升5 至10 倍；且在地空信道的四個(gè)不同狀態(tài)下，以16QAM調(diào)制為例進(jìn)行橫向?qū)Ρ确治?，可以看出，信道環(huán)境越差，本文所提出的時(shí)頻同步算法對(duì)于系統(tǒng)性能的改善效果越明顯。

7 結(jié)束語(yǔ)

本文基于USRP-2953R 和LabVIEW 平臺(tái)，在空間信道仿真儀模擬的地空信道環(huán)境下，進(jìn)行了OFDM/OQAM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)，并提出一種簡(jiǎn)易時(shí)頻同步算法。該算法具有實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低，有利于實(shí)際工程應(yīng)用等優(yōu)點(diǎn)，在地空信道下獲得了良好的系統(tǒng)誤碼性能。同時(shí)相較于傳統(tǒng)的FPGA 方式，USRP 平臺(tái)可以更快速更精確的實(shí)現(xiàn)OFDM/OQAM系統(tǒng)設(shè)計(jì)和算法驗(yàn)證；相較于Matlab 仿真，這種基于模擬真實(shí)環(huán)境的無(wú)線通信平臺(tái)，更利于實(shí)際工程應(yīng)用。本文所搭建的基于USRP 和LabVIEW 的OFDM/OQAM 系統(tǒng)借助信道仿真儀模擬真實(shí)地空信道的四個(gè)狀態(tài)進(jìn)行傳輸信號(hào)，所仿真的實(shí)驗(yàn)結(jié)果更具有參考價(jià)值。