基于光電振蕩環(huán)路的三分之四倍頻系統(tǒng)

許向前 康曉晨 劉世峰

（1.中國電子科技集團(tuán)公司第十三研究所 河北省石家莊市 050001）

（2.南京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院 江蘇省南京市 210016）

1 引言

倍頻系統(tǒng)廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代通信系統(tǒng)、雷達(dá)系統(tǒng)等領(lǐng)域，極大程度提高了系統(tǒng)帶寬，拓展了系統(tǒng)應(yīng)用場(chǎng)景。傳統(tǒng)的電域倍頻器主要有晶體管倍頻器[1]、變?nèi)荻O管倍頻器[2]和階躍恢復(fù)二極管倍頻器[3]等。利用非線性電路產(chǎn)生高次諧波或者利用頻率控制回路即可構(gòu)成倍頻器，使用壓控振蕩器和控制環(huán)路使壓控振蕩器的振蕩頻率嚴(yán)格鎖定在輸入頻率的整數(shù)倍也可構(gòu)成倍頻器。但會(huì)產(chǎn)生不可避免的倍頻噪聲，倍頻次數(shù)越高，相應(yīng)噪聲越大，同時(shí)可能會(huì)出現(xiàn)相位失鎖等問題。為了克服電域倍頻的缺點(diǎn)，人們提出了光域倍頻技術(shù)。該技術(shù)以光外差原理為基礎(chǔ)，通過對(duì)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的幅度相位及電光調(diào)制器的偏置點(diǎn)予以控制，產(chǎn)生相干高階邊帶，再通過光電探測(cè)器拍頻即可得任意倆邊帶頻率差信號(hào)。該方案無需使用鎖相環(huán)及光注入鎖定等技術(shù)，大大降低了對(duì)器件的需求，性價(jià)比很高。同時(shí)基于微腔也可實(shí)現(xiàn)倍頻輸出，可有效解決倍頻頻率間隔過窄的問題[4]。但上述方案均存在倍頻相噪惡化的問題，且均為整數(shù)階倍頻，在特定情況下難以滿足高質(zhì)量微波信號(hào)輸出需求。

基于此，本文提出一種基于光電振蕩環(huán)路的三分之四倍頻系統(tǒng)，第一次實(shí)現(xiàn)了分?jǐn)?shù)階倍頻，同時(shí)具有大帶寬、低噪聲、低雜散、對(duì)外部干擾小、可小型化等優(yōu)點(diǎn)。

2 理論分析

基于光電振蕩環(huán)路的三分之四倍頻系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。待倍頻信號(hào)ω1經(jīng)微波源產(chǎn)生并注入電光調(diào)制器，激光器輸出的光載波經(jīng)偏置在最大點(diǎn)的馬赫增德爾調(diào)制器產(chǎn)生載波和偶數(shù)階邊帶最大的已調(diào)信號(hào)，經(jīng)FBG等裝置濾除光載波后注入光電振蕩環(huán)路，MZM2工作在最小傳輸點(diǎn)產(chǎn)生載波和偶數(shù)階邊帶被抑制而奇數(shù)階邊帶最大的調(diào)制信號(hào)。由于環(huán)路振蕩需滿足巴克豪森準(zhǔn)則，設(shè)環(huán)路存在的噪聲信號(hào)頻率為ωi，則MZM2會(huì)產(chǎn)生2ω1-ωi、2ω1+ωi、-2ω1+ωi和-2ω1-ωi，相互拍頻再經(jīng)窄帶濾波器后，僅留下和-2ω1+ωi和2ω1-ωi拍頻所得頻率分量，該分量再次注入MZM2，則該分量應(yīng)與原本注入MZM2的噪聲分量ωi一致。因此，(2ω1-ωi)-(-2ω1+ωi)=ωi，ωi=4/3ω1，實(shí)現(xiàn)了對(duì)待倍頻信號(hào)的三分之四倍頻。這一動(dòng)態(tài)的振蕩建立過程大致如下：當(dāng)外部無待倍頻信號(hào)注入時(shí)，由于MZM2處于載波抑制點(diǎn)的緣故光電振蕩器無法維持振蕩。當(dāng)有外部源注入后，環(huán)路中噪聲信號(hào)開始與注入信號(hào)做調(diào)制混頻。由于噪聲信號(hào)的隨機(jī)和廣譜性，理論上存在一噪聲信號(hào)滿足上述方程，則該信號(hào)得以通過窄帶濾波器再次進(jìn)行調(diào)制。由于放大器每次對(duì)環(huán)路信號(hào)的放大作用，加之合理調(diào)節(jié)電移相器，該信號(hào)會(huì)逐漸增強(qiáng)。經(jīng)過有限次信號(hào)循環(huán)后，滿足環(huán)路起振條件的信號(hào)越來越少，直至該三分之四倍頻信號(hào)成為唯一信號(hào)，最終實(shí)現(xiàn)三分之四倍頻的穩(wěn)定振蕩。

MZM2射頻口的注入信號(hào)應(yīng)滿足：

其中，Iout(t)為注入MZM2射頻信號(hào)，Ein為激光器強(qiáng)度信號(hào)，J1(m)、J2(m)為相應(yīng)調(diào)制器的雅克比展開，m為調(diào)制系數(shù)，ω1、ωi為加載到MZM1和MZM2上的射頻信號(hào)頻率，φ1、φi為相應(yīng)的相位值，為加載到MZM1和MZM2上的射頻信號(hào)幅度。

圖2：光電振蕩環(huán)路內(nèi)光譜

系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)條件推導(dǎo)得：

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

由于DPMZM產(chǎn)生的二階邊帶信號(hào)功率更大，調(diào)制器MZM1采用DPMZM；由于FBG較難以完全濾除光載波，采用Waveshaper濾除光載波信號(hào)。為增加注入光電振蕩環(huán)路的光信號(hào)功率，采用摻鉺光纖放大器，該放大器只增加了系統(tǒng)的ASE噪聲，對(duì)分倍頻實(shí)驗(yàn)相噪對(duì)比無影響。實(shí)驗(yàn)測(cè)得的三分之四倍頻系統(tǒng)環(huán)路內(nèi)光譜如圖2所示。

圖3：11.6GHz倍頻信號(hào)頻譜

圖4：輸入信號(hào)與倍頻信號(hào)相位噪聲

將8.7GHz信號(hào)注入到基于光電振蕩環(huán)路的三分之四倍頻系統(tǒng)中，5GHz與1MHz帶寬范圍內(nèi)觀測(cè)頻譜如圖3(a)(b)所示，產(chǎn)生11.6GHz的三分之四倍頻信號(hào)。

測(cè)得輸入信號(hào)與倍頻信號(hào)相位噪聲如圖4所示，兩信號(hào)在10kHz頻偏處相位噪聲差2.9dB，與理論的2.5dB大致吻合。

圖5：三分之四倍頻系統(tǒng)的可調(diào)諧

對(duì)系統(tǒng)可調(diào)諧進(jìn)行了研究，實(shí)現(xiàn)了11.2～11.8GHz步進(jìn)為0.2GHz的頻率可調(diào)諧，功率平坦度不多于0.4dB，初步實(shí)現(xiàn)了三分之四倍頻系統(tǒng)的頻率可調(diào)諧。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖5所示。

4 實(shí)驗(yàn)分析

環(huán)路光譜理論上應(yīng)為經(jīng)MZM1產(chǎn)生的四倍頻信號(hào)被抑制，而MZM2調(diào)制的奇次載波最大。但實(shí)驗(yàn)過程中發(fā)現(xiàn)，在四倍頻信號(hào)與奇次載波幅度大致相近時(shí)效果較佳。原因是環(huán)路潛在振蕩信號(hào)與四倍頻信號(hào)拍頻時(shí)四倍頻信號(hào)幅度較大才能拍出較大的ωi信號(hào)以使環(huán)路維持振蕩。產(chǎn)生的11.6GHz信號(hào)邊模雜散抑制比為59.4dB，是因?yàn)閷BW與VBW設(shè)置過大導(dǎo)致測(cè)試噪底較高。原始8.7GHz信號(hào)與倍頻后的11.6GHz信號(hào)1kHz頻偏處相位噪聲差2.9dB，與理論中的2.5dB略有差距，是因?yàn)榧尤氲腅DFA的ASE噪聲或微波放大器與濾波器的頻點(diǎn)響應(yīng)不同所致，對(duì)三分之四倍頻的數(shù)值佐證無太大影響。帶內(nèi)功率平坦度差距，抖動(dòng)的原因是由于微波放大器和濾波器的不同頻點(diǎn)響應(yīng)不同。

5 結(jié)論

提出的三分之四倍頻實(shí)現(xiàn)了8.7GHz輸入信號(hào)，三分之四倍頻為11.6GHz的倍頻輸出信號(hào)，系統(tǒng)雜散抑制比為59.4dB。與待倍頻信號(hào)相比，10kHz頻偏處相位噪聲惡化2.9dB，與理論的2.5dB相吻合。同時(shí)進(jìn)實(shí)現(xiàn)了11.2-11.8GHz步進(jìn)為0.2GHz的頻率可調(diào)諧?；诠怆娬袷幁h(huán)路的三分之四倍頻系統(tǒng)具有分?jǐn)?shù)階倍頻、大帶寬、低噪聲、低雜散、可小型化、對(duì)外界干擾小等優(yōu)點(diǎn)，可有效解決特定情況下分?jǐn)?shù)階倍頻的使用需求，因此可應(yīng)用于現(xiàn)代通信系統(tǒng)、雷達(dá)系統(tǒng)等領(lǐng)域。