超聲波氣體流量計回波調(diào)理電路設(shè)計及其仿真

劉珍興, 秦 華, 劉 琦2,

(1.東華理工大學(xué) 信息工程學(xué)院，江西 南昌 330013;2. 江西省新能源工藝及裝備工程技術(shù)研究中心，江西 南昌 330013；3.東華理工大學(xué) 機械與電子工程學(xué)院，江西 南昌 330013)

隨著工業(yè)化水平的不斷提高，化工、冶金、氣體燃料輸送等行業(yè)對氣體流量計的需求變得越來越大,氣體超聲波流量計具有無壓損、量程比大、精度高等優(yōu)點(汪偉等，2015)，特別適合測量不易接觸和觀察的流體以及大口徑流量測量領(lǐng)域。超聲波在流動的氣體中傳播會有氣體流速信息，因此可以通過超聲波的回波信號計算出氣體的流速，從而換算成氣體在計量時間內(nèi)通過的流量。由于被測量管道往往存在彎管等情況，造成氣體在管道內(nèi)分布不均勻，在使用單通道超聲波流量計測量時測量誤差較大，需采用流速分布修正系數(shù)進行精度校正，而采用多通道超聲波流量計測量可以采集多個管道部位流量信息，能夠有效提高測量精度，因此多通道時差法在超聲波氣體流量計設(shè)計中應(yīng)用廣泛(沈子文等，2015)。超聲波在氣體中傳輸時，由于能量相對較低，導(dǎo)致信號衰減嚴(yán)重，并且包含大量噪聲信號(馬勤勇，2021)。本研究根據(jù)超聲波換能器參數(shù)結(jié)構(gòu)，設(shè)計一個合理的回波信號調(diào)理電路，提高對氣體流量測量的準(zhǔn)確度。

1 超聲波氣體流量計原理

超聲波氣體流量計(時差法)的工作原理如圖1所示。

圖1 超聲波氣體流量計原理圖Fig.1 Working principle of ultrasonic gas flowmeter

在某一通道上，利用一組超聲波換能器交替發(fā)送和接收超聲波信號。通過測量超聲波信號在氣體中順流和逆流的渡越時間差來間接測量氣體流速，再通過氣體流速計算氣體在管道內(nèi)通過的流量(趙永科等，2011)，通過以上分析可得式(1)：

(1)

式中，Tu為順流時間(s)，Td為逆流時間(s)，c為超聲波在氣體中的傳播速度(m/s)，V為氣體的流動速度(m/s)，D為兩個換能器在通道方向的距離(m)。由式(1)可知，氣體的流速與超聲波順逆流渡越時間差成正比(Chen et al.,2014)。因此氣體流量Q可用下式表示：

(2)

根據(jù)以上氣體流量計測量原理，確定好管道參數(shù)后，只需準(zhǔn)確測量渡越時間(Tu-Td)，即圖2中的t0時間就可計算出通過管道的氣體流量。T1為激勵到采樣開始的延時時間，T2為采樣開始到起始點的時間段，T3為采樣開始到確定特征點的時間段。在零流量時，起始點w1比較容易測量，但當(dāng)流量較大時，w1點的信號信噪比較低，且峰值在不同流速時也不固定。w2為回波信號的峰值固定比例值點。對于不同氣體流速下，T3-T2值為一個常數(shù)。因此選擇特征點w2代替w1來計算出渡越時間。對于渡越時間的計算可變?yōu)槭?3)：

圖2 渡越時間測量Fig.2 Fight-time measurement

Tu-Td=t0=T1+T3-(T3-T2)

(3)

超聲波換能器參數(shù)屬性、驅(qū)動和檢測方法都會影響到超聲波渡越時間的測量準(zhǔn)確度。超聲波換能器的中心頻率、頻寬、阻抗、溫度以及驅(qū)動電壓是需要考慮的主要參數(shù)。常用的超聲波換能器中心頻率為40 kHz～1 MHz，而對于氣體流量檢測常用200 kHz的超聲波換能器。

流動氣體在管道內(nèi)的分布并不均勻(胡開明等，2013)，只使用單個通道測量管道內(nèi)的氣體流量并不能充分反映管道內(nèi)的實際流量，且單個通道的系統(tǒng)誤差較大。而多通道氣體流量計通過測量每個通道位置的線流速，再通過數(shù)據(jù)融合和系統(tǒng)規(guī)律求得管道內(nèi)的實際流量。因此多通道超聲波氣體流量計相比單通道氣體流量計其精度更高，系統(tǒng)誤差更小(薛冬晨等，2020)。

2 回波信號調(diào)理電路設(shè)計

2.1 回波信號分析

設(shè)計信號調(diào)理電路首先要分析輸入的回波信號屬性，典型的超聲波回波信號波形如圖3所示，超聲波回波信號的阻尼余弦曲線模型如式(4)所示。

圖3 超聲波回波信號波形Fig.3 Ultrasonic echo signal

V(t)≈V0·tm·e-t/h·cos(wct+θ)

(4)

式中，V是回波信號幅值，h和θ是由超聲波換能器特性決定的常數(shù)，wc為信號的中心頻率，V0為超聲波發(fā)生器產(chǎn)生信號，t為時間(ms)，m為傳播次數(shù)。

回波信號類似一個阻尼衰減包絡(luò)曲線乘以余弦波信號，其最高頻率為激勵時的超聲波信號頻率。由于激勵信號頻率為200 kHz。因此需設(shè)計一個奈奎斯特頻率遠大于200 kHz的電路。本系統(tǒng)設(shè)計為一個通帶大于10 MHz的采集系統(tǒng)，即50倍信號頻率帶寬，這樣能夠保證信號低失真地被采集出來。

超聲波在氣體中傳輸時，由于能量相對較低，因此信號衰減嚴(yán)重，并且包含大量噪聲信號。因此，根據(jù)超聲波換能器參數(shù)結(jié)構(gòu)，設(shè)計一個合理的回波信號調(diào)理電路，對氣體流量測量的準(zhǔn)確度起著至關(guān)重要的作用

2.2 信號調(diào)理電路整體結(jié)構(gòu)

本次所設(shè)計超聲波回波信號調(diào)理電路整體結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 超聲波回波信號調(diào)理電路結(jié)構(gòu)Fig.4 Circuit structure of ultrasonic echo signal conditioning

為了將微小的回波信號檢測出來，采用3級放大電路實現(xiàn)回波信號的放大。Vin端為超聲波信號接收器接收的微弱回波信號，由于該信號幅度非常小，容易被噪聲信號淹沒，所以第1級作為輸入緩沖前置放大器，該級放大器緊鄰超聲波信號接收器，主要采用低噪聲、高增益帶寬積集成運放，以避免接收電路引入噪聲對信號的影響。選用ADI公司的AD8065高性能、高增益帶寬積運算放大器，其輸入電壓噪聲譜密度僅有7 nV/Hz，壓擺率在增益為2時能夠達到180 V/μs，非常適合作為超聲波調(diào)理電路輸入緩沖級。

由于超聲波回波信號的幅度受到氣體流速、換能器安裝位置、換能器老化等因素影響，因此調(diào)理電路的中間放大級使用增益可調(diào)的放大器。該級放大器作為信號的主放大器，將信號放大至AD所需的幅度范圍。選用AD603作為可變增益放大器，其能夠在90 MHz帶寬下達到31 dB的放大增益，且可變增益與帶寬無關(guān)。其電壓噪聲譜密度僅為1.3 nV/Hz，能夠保證無失真地放大輸入信號。AD603通過VPOS與VNEG引腳的電壓差控制其增益，使用LTC1448雙路12位DAC芯片通過軟件方法自動調(diào)節(jié)放大器增益。

后級ADC需要差分信號輸入，因此選用AD8138低失真差分ADC驅(qū)動器作為單端轉(zhuǎn)差分放大器，其增益帶寬積為320 MHz,在5 MHz時，其無雜散動態(tài)范圍能夠達到-94 dB,壓擺率能夠達到1 150 V/μs，非常適合作為高速ADC差分驅(qū)動。后級的抗混疊濾波器將信號衰減一半，因此將AD8138的增益固定設(shè)置為6.02 dB。后級高速ADC使用單電源5 V供電，因此將AD8138輸出差分信號的共模電壓設(shè)置為中間值2.5 V。

為了防止普通的電阻分壓電路帶來噪聲，因此選用REF192精密基準(zhǔn)電壓源芯片輸出2.5 V基準(zhǔn)電壓供給AD8138與LTC1448芯片使用。

2.3 可調(diào)增益放大器

可調(diào)增益放大器電路如圖5所示，AD603的輸入輸出都接有1 μF電容用于交流耦合。由于是正負電源供電，所以不需要直流偏置。共模電壓設(shè)置為0 V,因此將COMM端短接到地。FDBK引腳用于設(shè)置可調(diào)增益范圍，當(dāng)直接接到VOUT引腳時，可以提供-10 dB至+30 dB的增益。既可衰減輸入信號，也可以放大輸入信號。由于AD603的增益由VOUTA-VOUTB設(shè)定，因此可以使用DAC芯片LTC1448用于改變電壓從而實現(xiàn)軟件調(diào)節(jié)增益(楊繼，2018)。

圖5 可調(diào)增益放大器Fig.5 Adjustable gain amplifier

2.4 單端轉(zhuǎn)差分放大器

當(dāng)輸入信號包含各頻率信號的連續(xù)波時，單端放大器與差分放大器的輸出可表示為傅里葉級數(shù)公式。

單端放大器輸出如式(5)和(6)所示。

(5)

Vout=C0+C1(cosωt)+C2(cosωt)2+C3(cosωt)3+…+Cn(cosωt)n

(6)

差分放大器輸出如式(7)至(10)所示。

Vout=Vout+-Vout-=∑[Cn(Vin+)n-Cn(Vin-)n]

(7)

Vout+=C0+C1(cosωt)+C2(cosωt)2+C3(cosωt)3+…+Cn(cosωt)n

(8)

Vout-=C0+C1(-cosωt)+C2(-cosωt)2+C3(-cosωt)3+…+Cn(-cosωt)n

(9)

Vout=2C1(cosωt)+2C3(cosωt)3+…+2Cn(cosωt)2n-1

(10)

從單端放大器與差分放大器的輸出公式可以看出，差分放大器相比單端放大器少了2n次諧波分量,使有用信號幅度加倍。另外，由于差分信號的變化產(chǎn)生相反磁場，因此差分系統(tǒng)的EMC性能較好(霍紅慶等，2019)。

圖6 單端轉(zhuǎn)差分放大電路Fig.6 Single ended amplifier convert to differential amplifier circuit

2.5 差分抗混疊濾波器

為了提高信噪比，根據(jù)電路需求，設(shè)計截止頻率為20 MHz，輸入阻抗為100 Ω，輸出阻抗為100 Ω，增加滾降速率為-200 dB/d的5階差分抗混疊濾波器，電路如圖7所示。

圖7 5階差分抗混疊濾波器Fig.7 Anti-aliasing filter

3 電路仿真及仿真結(jié)果分析

使用TINASpice仿真工具對信號調(diào)理級電路進行仿真，仿真模型基于ADI公司的Spice元件模型。仿真電路如圖8所示。

圖8 信號調(diào)理電路仿真Fig.8 Simulation of signal conditioning circuit

電路中電源輸出包含一定大小的紋波用于仿真實際系統(tǒng)(管小明等，2010)，用兩個包含紋波的電源作為雙路DAC輸出仿真模型。激勵信號設(shè)置為1.5 V偏置電壓、1 V峰值、200 kHz頻率的正弦波?？傇鲆嫱ㄟ^調(diào)節(jié)DAC輸出電壓設(shè)置為1即0 dB增益。

信號調(diào)理仿真電路的輸入輸出波形如圖9所示，輸入輸出信號波形基本一致，且相位保持同步，直流特性好。

圖9 輸入輸出波形Fig.9 The input/output waveforms

幅頻特性及相頻特性曲線如圖10所示。由于輸入緩沖級和可調(diào)增益放大級之間是交流耦合的，并且抗混疊濾波器是低通濾波器，所以使得信號相當(dāng)于通過一個帶通濾波器，帶寬為20.5 MHz,在200 kHz信號左右，其帶內(nèi)插入損耗的波動小于0.1 dB，通帶內(nèi)平坦度非常好。在信號幅度-3 dB、截止頻率20.59 MHz點后，阻帶內(nèi)下降速度非常快，能夠達到每十倍頻程210.5 dB。

圖10 幅頻特性及相頻特性曲線Fig.10 Amplitude frequency characteristic and phase frequency characteristic curve

從相頻特性曲線可以看出，在1 kHz到10 MHz頻率范圍內(nèi)相位變化幾乎為0，因此可以保證系統(tǒng)在此頻率范圍內(nèi)的相移最小，避免產(chǎn)生自激現(xiàn)象。

系統(tǒng)信噪比曲線如圖11所示。整個帶通范圍內(nèi)，系統(tǒng)的信噪比都大于70 dB。在信號頻率200 kHz左右，其信噪比可達到93 dB,高信噪比可以有效地減小由噪聲帶來的誤差。

圖11 信噪比曲線Fig.11 Signal to noise ratio curve

4 結(jié)論

通過對該電路的直流特性、交流特性、幅頻特性、相頻特性、噪聲等性能指標(biāo)進行分析?？梢钥闯?，該電路輸入輸出信號相位基本同步，直流特性好；當(dāng)信號頻率為200 kHz時，其帶內(nèi)插入損耗的波動小于0.1 dB，通帶平坦；在信號幅度-3 dB、截止頻率20.59 MHz點后，阻帶內(nèi)滾降速度非常迅速，信號頻率在1 kHz到10 MHz范圍內(nèi)相位變化幾乎為0；輸入信號頻率200 kHz時，其信噪比可達到93 dB。仿真結(jié)果可以看出所設(shè)計電路結(jié)構(gòu)簡單、可靠性好，能夠滿足超聲波氣體流量計回波信號處理需求。