基于電調(diào)超表面及柱面反射面的相控陣天線設(shè)計(jì)

曹元熙，李建星，閆 森

(西安交通大學(xué) 信息與通信工程學(xué)院，陜西 西安 710049)

0 引言

相控陣天線靈活的波束賦形及波束掃描使其在現(xiàn)代微波及毫米波通信系統(tǒng)中扮演著重要的角色[1]。常見的相控陣天線主要是由天線的輻射體陣面及天線單元后端的大量TR組件組成，這些TR組件主要用來對天線單元的激勵(lì)幅度及相位進(jìn)行調(diào)整，從而改變天線的波束指向[2]。但大量的TR組件也意味著極高的成本，使得這種體制的相控陣天線無法在民用設(shè)備上大量使用[3-4]。

為了低成本地實(shí)現(xiàn)與相控陣天線相似的功能，國內(nèi)外的學(xué)者們針對具有無源波束掃描能力的天線形式進(jìn)行了大量的研究，提出了可重構(gòu)的透射陣[5-6]、反射陣天線[7]、多波束天線[8-9]以及頻掃漏波天線[10-11]等。其中可重構(gòu)的透射及反射陣基本可以實(shí)現(xiàn)與相控陣天線相同的功能，但該類天線需要一個(gè)額外的產(chǎn)生平面波激勵(lì)信號(hào)的饋源，從而很難與一些需要一體化設(shè)計(jì)的需求相結(jié)合[12]。多波束天線則是使用多波束饋電網(wǎng)絡(luò)激勵(lì)共享口徑的天線輻射體產(chǎn)生多個(gè)波束指向的一種天線形式[13]，但該類天線無法實(shí)現(xiàn)連續(xù)的波束掃描，需要對天線的波束數(shù)、交疊電平等性能進(jìn)行權(quán)衡設(shè)計(jì)[14]。頻掃漏波天線則是通過利用周期結(jié)構(gòu)在不同工作頻率下不同的相位變化，通過改變天線的激勵(lì)信號(hào)頻率實(shí)現(xiàn)波束掃描的一種方法[15]，但頻掃的工作特性也決定這種天線形式很難與通信設(shè)備相結(jié)合[16]。

為了在有限的空間中實(shí)現(xiàn)固定工作頻率上的波束掃描，需要將可重構(gòu)超表面、移相器及天線進(jìn)行聯(lián)合設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[17]提出了一種2 bit的相控陣天線，該設(shè)計(jì)通過激勵(lì)天線的不同的饋電點(diǎn)實(shí)現(xiàn)了180°的相位變化，通過加載額外的90°移相器使得天線可以實(shí)現(xiàn)2 bit的相位變化，從而實(shí)現(xiàn)了一定的波束指向。文獻(xiàn)[18]中，1 bit可重構(gòu)超表面加載在并饋的間隙波導(dǎo)天線上，實(shí)現(xiàn)了靈活的二維波束掃描。該類設(shè)計(jì)可以給天線帶來低成本的波束賦形能力，但天線能實(shí)現(xiàn)的波束狀態(tài)數(shù)還是有限的。

因此，提出了一種基于可重構(gòu)超表面的波束連續(xù)可調(diào)的天線形式。超表面上加載了變?nèi)荻O管，通過改變二極管的電容值，可以實(shí)現(xiàn)連續(xù)的相位變化。該天線采用雙層拋物線反射面饋電網(wǎng)絡(luò)激勵(lì)，使用波導(dǎo)縫隙天線作為輻射體，拋物線反射面饋電網(wǎng)絡(luò)位于輻射體下層，進(jìn)一步減小了天線尺寸。天線的輻射體及饋電網(wǎng)絡(luò)均為純金屬結(jié)構(gòu)，避免了介質(zhì)損耗，因而提升了天線的效率。該天線形式可根據(jù)不同的增益要求進(jìn)行周期性拓展，適用性強(qiáng)，具有低成本、高效率波束掃描特性，非常適合應(yīng)用于低成本的雷達(dá)及通信系統(tǒng)。

1 天線設(shè)計(jì)

提出的天線結(jié)構(gòu)如圖1和圖2所示，通過拋物線反射面將饋源入射的柱面波轉(zhuǎn)化為平面波后，傳輸給上層的波導(dǎo)縫隙天線，通過天線陣前插入的電調(diào)超表面進(jìn)行改變每條波導(dǎo)縫隙天線單元的激勵(lì)相位，從而改變天線的波束指向。天線中的饋源、拋物線反射面以及波導(dǎo)縫隙天線均為空氣填充的純金屬導(dǎo)波結(jié)構(gòu)，電調(diào)超表面采用2層厚度0.762 mm，介電常數(shù)3.0，損耗正切0.001 1的電路板設(shè)計(jì)。

圖1 天線整體結(jié)構(gòu)示意

圖2 天線結(jié)構(gòu)爆炸圖

1.1 電調(diào)超表面設(shè)計(jì)

為了實(shí)現(xiàn)陣列天線波束指向的連續(xù)可調(diào)，陣列中每個(gè)單元的相位需進(jìn)行獨(dú)立的連續(xù)控制。該功能在本文中是通過在每條波導(dǎo)縫隙天線前加載電調(diào)的超表面實(shí)現(xiàn)的，具體加載方式如圖3所示。

圖3 波導(dǎo)中加載電調(diào)超表面的結(jié)構(gòu)示意

該超表面由雙層微帶電路板實(shí)現(xiàn)，2張電路板的地背靠背拼在一起，兩面微帶電路分別指向波導(dǎo)的輸入輸出端口。該超表面通過波導(dǎo)中的微帶貼片接收波導(dǎo)中的輸入信號(hào)后，使用變?nèi)荻O管加載的3 dB電橋改變傳輸相位，再通過金屬通孔將電流傳遞到背側(cè)的微帶電路進(jìn)行再移相，最后通過背側(cè)的微帶貼片將場傳輸給輸出端口。該超表面的平面示意圖及幾何關(guān)系如圖4所示，2個(gè)變?nèi)荻O管加載在電橋的2個(gè)端口上，隨后通過接地過孔短路。

圖4 電調(diào)超表面的幾何關(guān)系及尺寸標(biāo)注

該超表面的直流偏置電路連接在電路板正面的微帶線上，通過高阻的微帶線及分布式電容形成具有低通濾波特性偏置電路，通過在偏執(zhí)電路末端加載15 kΩ的集總電阻來限制通過二極管的最大電流，在實(shí)際使用時(shí)將偏置線與穩(wěn)壓源正極相接，通過電路板左側(cè)的接地過孔實(shí)現(xiàn)超表面單元與電源的共地，便可通過改變電壓源的輸出電壓實(shí)現(xiàn)超表面透射相位的改變。該超材料設(shè)計(jì)時(shí)的具體尺寸如表1所示。

表1 天線尺寸參數(shù)

該超表面的相移特性是通過短路傳輸線的全反射特性來實(shí)現(xiàn)的，傳輸線的反射特性為：

(1)

式中，ZC為傳輸線的特性阻抗；ZL為負(fù)載阻抗，當(dāng)傳輸線末端短路時(shí)，ZL為0，從而產(chǎn)生了全反射，當(dāng)反射電流流經(jīng)二極管時(shí)，根據(jù)二極管電容值的不同，會(huì)產(chǎn)生不同的相位變化，從而可以改變短路線的反射相位。當(dāng)這種變?nèi)荻O管加載的短路枝節(jié)加載到電橋中時(shí)，可以使電橋產(chǎn)生如圖5所示的電流分布，1端口輸入的電流將在2，3端口全反射，并在1端口反向疊加，在4端口同向疊加并攜帶了額外的相位變化，從而實(shí)現(xiàn)了所需的移相效果。

圖5 超表面中使用的電橋中的電流分布

該超表面在波導(dǎo)的移相范圍如圖6所示，插損及駐波如圖7和圖8所示，仿真中選取的二極管為MACOM MA46H120，該二極管的寄生電阻為2 Ω，電容值變化范圍為0.15～1.1 pF，仿真結(jié)果說明該超表面可以在8 GHz實(shí)現(xiàn)360°的相位變化，以及最大-2.4 dB的插入損耗。該損耗產(chǎn)生的原因包括多個(gè)因素：① 電路板層間互聯(lián)帶來的插損；② 二極管寄生電阻；③ 金屬波導(dǎo)與微帶電路轉(zhuǎn)接時(shí)的損耗。但這種空氣波導(dǎo)中加載超表面移相單元的主要優(yōu)勢在于可使用三維的空間進(jìn)行結(jié)構(gòu)排布，解決了平面移相電路排布困難的問題，同時(shí)純金屬的導(dǎo)波結(jié)構(gòu)也能夠進(jìn)一步地降低天線中的介質(zhì)損耗。

圖6 超表面在不同電容值下的相位變化

圖7 超表面在不同電容值下的插入損耗

圖8 超表面在不同電容值下的回波損耗

1.2 天線饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

該天線采用的饋電網(wǎng)絡(luò)為雙層拋物線反射面，天線饋源為標(biāo)準(zhǔn)的BJ84波導(dǎo)，饋源中產(chǎn)生的柱面波在通過拋物線反射面反射后將轉(zhuǎn)化為平面波激勵(lì)波導(dǎo)縫隙天線陣。相較于傳統(tǒng)的拋物線反射面，該雙層設(shè)計(jì)避免了饋源對于反射波的遮擋，從而進(jìn)一步地提升了天線的效率。饋源激勵(lì)時(shí)，饋電網(wǎng)絡(luò)上層及下層中的電場分布如圖9所示，仿真結(jié)果證實(shí)了該設(shè)計(jì)可以在有限的空間中實(shí)現(xiàn)良好的柱面波到平面波的轉(zhuǎn)換效果。反射面上層及下層中波導(dǎo)高度均為16 mm，這些高度在設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)小于二分之一波長，以保證平板波導(dǎo)中TEM波的單模傳輸。此外，由于饋源波導(dǎo)的TE10模式的幅度為錐削分布，該饋源產(chǎn)生的激勵(lì)場在經(jīng)過反射面反射后形成的平面波仍保持著中心向兩側(cè)逐漸衰減，該分布在激勵(lì)天線輻射體時(shí)將有利于天線的副瓣抑制。

(a) 反射面下層場分布

1.3 波導(dǎo)縫隙天線設(shè)計(jì)

天線中使用的輻射體為波導(dǎo)縫隙天線，共使用了9條縫隙陣單元，其中每條單元中包含4條縫隙。為了實(shí)現(xiàn)最高的口面效率，每條輻射縫隙距離中心線的偏移量均相等，為等幅激勵(lì)?？p隙天線單元的幾何關(guān)系及尺寸標(biāo)注如圖10所示，其中天線的左右兩側(cè)壁厚為0.5 mm，上下壁厚為1 mm，其余尺寸如表1所示。

圖10 波導(dǎo)縫隙天線單元的幾何關(guān)系及尺寸標(biāo)注

1.4 平板波導(dǎo)-并聯(lián)波導(dǎo)阻抗匹配結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

當(dāng)波導(dǎo)縫隙天線與上層的拋物線反射面相連接時(shí)，反射面中的準(zhǔn)TEM波將與并聯(lián)波導(dǎo)中的TE10波產(chǎn)生阻抗及模式的失配，為了減小該現(xiàn)象帶來的強(qiáng)反射與額外插耗，天線設(shè)計(jì)中每條波導(dǎo)縫隙天線前端都加載了一段阻抗匹配變化段，結(jié)構(gòu)如圖11所示。

圖11 平板波導(dǎo)-并聯(lián)波導(dǎo)轉(zhuǎn)接結(jié)構(gòu)及尺寸標(biāo)注

該結(jié)構(gòu)通過改變部分波導(dǎo)的高度WG_TH1和WG_TH2以及變換段長度WG_TL1和WG_TL2，實(shí)現(xiàn)了二階的特性阻抗變化。該結(jié)構(gòu)加載前后，天線饋電網(wǎng)絡(luò)的插損及駐波如圖12所示。

圖12 加載阻抗變化段前后饋電網(wǎng)絡(luò)的插損及駐波

饋電網(wǎng)絡(luò)包含從饋源到輻射體陣列輸入端的全部路徑，仿真結(jié)果表明該方式可以實(shí)現(xiàn)良好的阻抗匹配效果，加載后該饋電網(wǎng)絡(luò)在7.2～8.4 GHz內(nèi)實(shí)現(xiàn)-15 dB的回波損耗以及最大0.7 dB的插入損耗，相較于加載前有提升明顯。

2 天線仿真結(jié)果

為了證實(shí)天線的性能，使用全波仿真軟件對模型進(jìn)行了驗(yàn)證，仿真模型中所有金屬導(dǎo)波、輻射結(jié)構(gòu)的材料均設(shè)置為鋁。該天線在不同波束指向下的回波損耗如圖13所示，天線可以在7.95～8.05 GHz內(nèi)實(shí)現(xiàn)良好的阻抗匹配，由于天線結(jié)構(gòu)的對稱性，在相位梯度大小相同、正負(fù)相反時(shí)產(chǎn)駐波結(jié)果相同，該仿真結(jié)果進(jìn)一步驗(yàn)證了1.3節(jié)中設(shè)計(jì)的阻抗匹配段的性能。該天線的工作帶寬主要受限制于兩部分：超材料結(jié)構(gòu)中接收、發(fā)射貼片的工作帶寬以及輻射體陣列的工作帶寬。天線在不同掃描角度下的方向圖如圖14所示。

圖13 天線在不同波束指向下的反射系數(shù)

圖14 天線在不同相位梯度下的方向圖

不同掃描角下的輻射特性總結(jié)在表2中，該天線可以在±30°內(nèi)實(shí)現(xiàn)連續(xù)的波束掃描，掃描時(shí)最大的副瓣電平值為-13.0 dB，增益變化為-2.0 dB，天線側(cè)射波束的增益為20.9 dB，天線在不同波束指向下的輻射效率約為60%，仿真結(jié)果證明該天線可以實(shí)現(xiàn)良好的波束掃描能力以及較低的副瓣電平值。

表2 天線在不同波束指向下的輻射特性

在該天線仿真結(jié)果中可以發(fā)現(xiàn)，隨著波束掃描范圍的增加，柵瓣將出現(xiàn)，同時(shí)降低了主瓣的增益。因此，該天線的波束掃描范圍主要受限于輻射體陣列的間距，由于天線輻射體采用空氣填充的金屬波導(dǎo)，這些金屬波導(dǎo)的寬度需要大于半個(gè)波長來保證其能在波導(dǎo)的截止頻率以上工作，這樣的寬度限制增大了天線的輻射體單元間距，導(dǎo)致大角度掃描時(shí)的柵瓣出現(xiàn)，限制了天線的波束掃描范圍。在天線仿真結(jié)果中，當(dāng)波束指向30°時(shí)，柵瓣與主瓣的增益差為6.5 dB，隨著掃描角度的進(jìn)一步增大，柵瓣將增大，同時(shí)主瓣將減小。

3 結(jié)束語

本文提出了一種新型低成本相控陣天線形式。該天線使用準(zhǔn)光學(xué)的拋物線反射面作為饋電網(wǎng)絡(luò)激勵(lì)輻射體陣列，通過在陣列中加載電調(diào)的超材料進(jìn)行連續(xù)的360°相位的調(diào)制，從而實(shí)現(xiàn)了連續(xù)的波束掃描。該天線設(shè)計(jì)的主要優(yōu)勢在于全金屬的導(dǎo)波結(jié)構(gòu)相較于基于PCB設(shè)計(jì)的功分器可以避免電磁場傳輸時(shí)的介質(zhì)損耗，同時(shí)該饋電網(wǎng)絡(luò)也可以更加便捷地與具有高輻射效率的波導(dǎo)縫隙天線相結(jié)合，當(dāng)天線需要周期性地拓展天線輻射體陣列規(guī)模時(shí)，相較于功分網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，拓展難度更低，并且不存在多級(jí)功分級(jí)聯(lián)的損耗。同時(shí)，饋源TE10模式自身產(chǎn)生的錐削式幅度分布會(huì)使天線輻射體陣列產(chǎn)生低旁瓣的方向圖，該旁瓣抑制方法相較于基于不等分功分器的設(shè)計(jì)，損耗更低、拓展更簡單。該天線低成本的連續(xù)波束掃描能力、低副瓣的方向圖、緊湊的天線尺寸及便捷的拓展性使其非常適合應(yīng)用在低成本的通信及雷達(dá)設(shè)備中。