卯 龍，何志毅，鄭 巖，郭士玉

（1. 桂林電子科技大學(xué) 信息與通信學(xué)院，廣西 桂林 541004；2. 桂林電子科技大學(xué) 廣西無線寬帶通信與信號(hào)處理重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣西 桂林 541004；3. 上?？茲?rùn)光電材料有限公司，上海 200233）

1 引 言

柔性電致發(fā)光（EL）器件具有輕薄柔性可彎曲、使用壽命長(zhǎng)、發(fā)光均勻以及抗沖擊性好等特點(diǎn)［1］，常用于裝飾照明和亮化廣告標(biāo)識(shí)；也可用作LCD 背光源，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單且不發(fā)熱［2］，故也經(jīng)常稱作冷光片或冷光線。無機(jī)EL 器件接通高壓（＞100 V）交流電源后在兩側(cè)電極施加的電場(chǎng)作用下電致發(fā)光材料內(nèi)部電子加速后轟擊發(fā)光中心而發(fā)射光子，其兩層電極（前電極透明）之間包夾著無機(jī)電致發(fā)光粉層的結(jié)構(gòu)正好是一個(gè)平板電容器，因此為容性負(fù)載、與LED 光源有著不同的電氣特性［3］，需設(shè)計(jì)與其電氣特性匹配的驅(qū)動(dòng)電路。驅(qū)動(dòng)開關(guān)電源電路晶體管開通時(shí)對(duì)容性負(fù)載充電/放電的瞬時(shí)電流很大，容易造成開關(guān)晶體管燒毀，尤其是在熱損耗溫升較高時(shí)。所以驅(qū)動(dòng)電源一般需要風(fēng)冷散熱，也造成開關(guān)電源工作效率降低和散熱成本增加，外殼不能密封，使用場(chǎng)合受限等問題。

本文設(shè)計(jì)一種EL 器件的復(fù)合開關(guān)電路驅(qū)動(dòng)電源，利用單向可控硅作為開關(guān)器件承擔(dān)容性負(fù)載充放電的瞬時(shí)大電流，通過與MOS 管并聯(lián)實(shí)現(xiàn)關(guān)斷，由此提高開關(guān)電路的可靠性。此外，驅(qū)動(dòng)這類容性負(fù)載滿足大瞬時(shí)功率要求的開關(guān)電源，在雷達(dá)、電子對(duì)抗等系統(tǒng)中也得到廣泛的應(yīng)用［4］。

2 實(shí)驗(yàn)原理

一般開關(guān)電路采用MOS 管作為開關(guān)器件，MOS 管輸入阻抗高，所需要的控制電流較小，但MOS 管為溝道導(dǎo)電，有限的溝道截面積形成瞬時(shí)大電流密度容易造成溝道燒毀［5］，尤其是在晶體管工作溫度較高時(shí)。因而開關(guān)電路的可靠性難以保證，散熱條件要求也很高，一般需要風(fēng)冷。雙極型晶體管（BJT）為體導(dǎo)電，不過輸入阻抗小，在開關(guān)電路中不便于控制。

實(shí)驗(yàn)中對(duì)幾種典型的開關(guān)器件額定參數(shù)進(jìn)行對(duì)比，參數(shù)來源于各器件生產(chǎn)商的數(shù)據(jù)表，如表1 所示。在同種封裝下，可控硅能承受的浪涌電流最大，雖然每種器件都有大功率的規(guī)格品種，但在驅(qū)動(dòng)電源合理的器件成本考慮范圍內(nèi)，可控硅在承受浪涌電流方面具有最高的性價(jià)比。因此本次實(shí)驗(yàn)采用可控硅作為主開關(guān)器件。

IGBT 晶體管結(jié)合了MOS 管高輸入阻抗和BJT 體導(dǎo)電的優(yōu)勢(shì)［6］，但相同的封裝規(guī)格下，從表1中可以看到，它承受峰值大電流的性能以及性價(jià)比仍不如晶閘管（可控硅）?？煽毓杈哂谐惺芄β逝c頻率乘積（p×f）的最大容量［7］，晶體管的開關(guān)損耗與之成正比，這也說明在常用的開關(guān)器件中可控硅能承受最大瞬時(shí)開關(guān)損耗。不過，一般可控硅在觸發(fā)導(dǎo)通后就自鎖不能自行關(guān)斷，不能單獨(dú)作為開關(guān)器件。雖然也有可關(guān)斷晶閘管（GTO），但其體型較大，不便于驅(qū)動(dòng)電源的小型化設(shè)計(jì)；另外一種晶閘管也可與MOS 管復(fù)合的開關(guān)器件（MCT），也存在與GTO 相同的問題［8］。同時(shí)，它們?cè)诟唠妷?電流變化率（高du/dt、di/dt）條件下容易失控［9］，工作穩(wěn)定性和供應(yīng)渠道不如基本結(jié)構(gòu)的器件成熟。

本實(shí)驗(yàn)的EL 器件交流驅(qū)動(dòng)電源采用半橋開關(guān)電路［10］，工作頻率約為1 kHz，在我們最近的工作中，驅(qū)動(dòng)電源半橋電路采用了MOS 管作為開關(guān)器件［11］，在輸出端利用可控硅延遲容性負(fù)載充/放電的峰值電流以減小MOS 管的開關(guān)損耗，保證了驅(qū)動(dòng)電源的可靠性。這實(shí)際上是將MOS管承擔(dān)的開關(guān)損耗轉(zhuǎn)移到了可控硅上，也表明可控硅承受瞬時(shí)大電流的容量。不過輸出電流經(jīng)過多一級(jí)延遲電路也會(huì)產(chǎn)生額外的功率損耗。如果能直接采用可控硅作為開關(guān)電路的主開關(guān)器件，則可直接驅(qū)動(dòng)EL 器件容性負(fù)載避免這種兩級(jí)電路損耗。

可控硅是半控器件［7］，一旦導(dǎo)通之后，需要使陽極導(dǎo)通電流低于其維持電流才能關(guān)斷截止［12］。在驅(qū)動(dòng)電源半橋電路的前、后半周期內(nèi)其兩個(gè)晶體管分別開關(guān)一次，雖然容性負(fù)載在每個(gè)開關(guān)半周期充電峰值電流過后的放電電流逐漸下降，但經(jīng)測(cè)試，通過可控硅的電流并未減小到維持電流及以下，以致于在驅(qū)動(dòng)電路中無法關(guān)斷可控硅導(dǎo)致短路，這是我們需要解決的問題。

3 復(fù)合半橋開關(guān)電路

半橋電路的工作過程為［10］，電源正負(fù)極間兩個(gè)串聯(lián)晶體管交替開關(guān)即導(dǎo)通、截止，從而在其連接點(diǎn)產(chǎn)生交流輸出，其中必須至少有一個(gè)晶體管處于關(guān)斷截止?fàn)顟B(tài)，否則同時(shí)導(dǎo)通就會(huì)短路。如果在可控硅陽極-陰極兩端并聯(lián)一個(gè)MOS 管，在可控硅需要關(guān)斷時(shí)MOS 管導(dǎo)通，則相當(dāng)于短接可控硅兩端使其電流降到維持電流以下，可控硅在失去門極電壓后即可關(guān)斷，然后MOS 管再稍延時(shí)關(guān)斷，整個(gè)半橋電路就能正常開關(guān)工作，按這一方案設(shè)計(jì)的復(fù)合半橋開關(guān)電路原理圖如圖1 所示。同時(shí)，在可控硅開啟尖峰浪涌電流通過后，適當(dāng)控制MOS 管延遲導(dǎo)通的時(shí)間，對(duì)之后的持續(xù)電流起到分流作用并與可控硅溫升持平，則整個(gè)開關(guān)電路達(dá)到最佳可靠性和最大負(fù)載能力，當(dāng)然需要對(duì)MOS 管的開通和關(guān)斷時(shí)間精準(zhǔn)地調(diào)試。

圖1 復(fù)合半橋開關(guān)電路原理圖Fig.1 Schematic diagram of composite half-bridge switch circuit

圖1 為基于IR2110 芯片的可控硅-MOS 管復(fù)合式半橋開關(guān)電路，半橋電路的兩個(gè)晶體管由于不共地，需要高、低兩路反相脈沖控制。IR2110的作用是：將兩路共地的反相脈沖（S1 和S2）通過內(nèi)部自舉電路，轉(zhuǎn)換為對(duì)高低端兩個(gè)晶體管不共地的控制脈沖同步輸出（脈沖同步轉(zhuǎn)換），這樣我們將一對(duì)反相脈沖作為控制可控硅SCRH 和SCRL 的IR2110 芯片輸入信號(hào)，并將S1 與S2 脈沖進(jìn)行RC 延遲整形后得到M1 和M2，再經(jīng)過另一個(gè)IR2110 脈沖同步轉(zhuǎn)換后控制與可控硅并聯(lián)的 兩 個(gè)MOS 管MOSH 和MOSL。 SCRH、SCRL、MOSH 以及MOSL 信號(hào)是按照?qǐng)D2 所示的四路控制時(shí)序分別控制圖1 中4 個(gè)開關(guān)晶體管來實(shí)現(xiàn)復(fù)合半橋開關(guān)電路的正常工作。

圖2 中SCRH 和SCRL 分別代表半橋電路高低端輸出控制可控硅的時(shí)序脈沖波形；MOSH 和MOSL 分別為輸出控制MOS 管的時(shí)序脈沖波形。半橋電路高低端晶體管不能同時(shí)導(dǎo)通以避免電源母線經(jīng)兩個(gè)晶體管直通而短路，故高低兩端晶體管控制脈沖有同時(shí)保持低電平的時(shí)間（死區(qū)）。在高端或低端的同端電路上，可控硅先導(dǎo)通，MOS 管短時(shí)間（Δt）延遲導(dǎo)通，錯(cuò)過可控硅剛開啟時(shí)對(duì)容性負(fù)載交流反向充電的尖峰電流，并延遲關(guān)斷，保證可控硅在其之前可靠關(guān)斷，同時(shí)延遲不超過下一個(gè)開關(guān)半周期防止高低端同時(shí)導(dǎo)通。根據(jù)圖2 中四路時(shí)序控制波形，對(duì)復(fù)合半橋開關(guān)電路進(jìn)行仿真如圖3 所示。

圖2 可控硅（a）與MOS 管（b）控制的時(shí)序脈沖和輸出（c）波形示意圖Fig.2 SCRs（a）and mosfets（b）control timing pulse and output（c）waveforms

圖3 復(fù)合半橋開關(guān)電路輸出和開關(guān)器件的電壓電流仿真波形（SI1 和MI1 虛線方框?yàn)闄M向擴(kuò)展4 倍的延時(shí)圖示）Fig.3 Voltage and current simulation waveforms of the output and switching devices of the composite halfbridge switching circuit（the dash line boxes indicate 4 times of horizontal extension of SI1 and MI1 for visibility of delay）

如圖3 所示，波形標(biāo)識(shí)中第一個(gè)字母代表器件名稱，“S”代表可控硅，“M”代表MOS 管；第二個(gè)字母代表其信號(hào)類型，“V”代表控制電壓，“I”代表電流；第三個(gè)數(shù)字為器件序號(hào)；“EL”表示EL器件的負(fù)載電壓和電流波形。圖中仿真波形滿足復(fù)合半橋開關(guān)電路的設(shè)計(jì)要求和預(yù)期，表明設(shè)計(jì)合理可行，并和后續(xù)實(shí)測(cè)波形結(jié)果基本相同。

4 實(shí)驗(yàn)測(cè)試和結(jié)果分析

測(cè)試電路中常用的可控硅型號(hào)是BT152，維持電流60 mA，最大導(dǎo)通壓降1.75 V。MOS 管的型號(hào)為FDP22N50N，導(dǎo)通電阻0.185 Ω，在相同的低電流下，MOS 管的壓降較低利于以較小的功率損耗承擔(dān)持續(xù)電流。柔性電致發(fā)光屏作為負(fù)載，其等效電容為1.2 μF，測(cè)量瞬時(shí)電流采用了3 個(gè)參數(shù)相同的高頻互感器，互感器變比3 000∶1，采樣電阻是精密無感電阻為100 Ω。實(shí)驗(yàn)測(cè)得在同一個(gè)開關(guān)半周期內(nèi)，通過可控硅、MOS 管以及器件負(fù)載的瞬時(shí)電流波形，測(cè)得波形如圖4 所示。

圖4 通過可控硅（W1）、MOS 管（W2）以及負(fù)載（W3）的電流波形。Fig.4 Current waveforms through the SCR （W1），MOSFET（W2）and load（W3）.

圖4 說明了MOS 管在導(dǎo)通后也有一定分流從而降低了可控硅的負(fù)荷，晶體管熱損耗產(chǎn)生的溫升是其工作可靠性的重要參數(shù)［13］。實(shí)驗(yàn)中為測(cè)量MOS 管與可控硅的溫度變化與MOS 管延遲導(dǎo)通時(shí)間的關(guān)系，采用控制變量法，測(cè)試時(shí)間均為30 min，已知可控硅與MOS 管的控制方波頻率均為1 kHz，占空比為39%，器件的初始溫度為室內(nèi)環(huán)境溫度22 ℃。利用熱電偶配合萬用表分別測(cè)量同端MOS 管和可控硅同一位置的溫度并記錄下來，取其一端數(shù)據(jù)繪制成折線圖如圖5 所示。可見MOS 管隨著導(dǎo)通時(shí)間延長(zhǎng)分擔(dān)的工作電流積分減少溫升降低，而可控硅則溫升增高。

圖5 可控硅SCR 與MOS 管的工作溫度t 隨MOS 管延遲時(shí)間Δt 的變化Fig.5 Working temperature variations of SCR and MOSFET with the delay time Δt of MOSFET

由圖5 可知，MOS 管延遲導(dǎo)通時(shí)間在1 750～1 800 ns 時(shí)，可控硅與MOS 管溫差最小，經(jīng)測(cè)試MOS 管延遲導(dǎo)通時(shí)間小于1 500 ns 時(shí)，可控硅未正常關(guān)斷，MOS 管導(dǎo)通時(shí)間大于2 μs 之后，可控硅的溫度上升較快，而MOS 管溫度與室溫相近，這時(shí)僅起到關(guān)斷可控硅的作用，并沒有分擔(dān)功率損耗而由可控硅單獨(dú)承擔(dān)，如果MOS管也能分擔(dān)一部分損耗減少可控硅的負(fù)擔(dān)，則可提高復(fù)合開關(guān)電路的負(fù)載能力。那么在圖5 兩條溫度變化曲線的交叉點(diǎn)附近，兩種器件達(dá)到了相同的溫升，可以認(rèn)為它們均等地分擔(dān)了熱損耗，所對(duì)應(yīng)的時(shí)間為MOS 管最佳延遲時(shí)間，約為1 770 ns，可根據(jù)這一延遲時(shí)間來選擇RC 延遲電路的R阻值和C容值。當(dāng)然，為了確?？煽毓桕P(guān)斷，可將該延遲時(shí)間足夠延長(zhǎng)，以降低對(duì)延遲電路RC阻容參數(shù)的精度要求。

在先前單獨(dú)使用MOS 管的半橋開關(guān)電路實(shí)驗(yàn)中［11］，驅(qū)動(dòng)同樣的負(fù)載，輸入/輸出功率基本上相同，MOS 管溫升迅速增加，結(jié)果在工作時(shí)間不到1 min 即被燒毀，即使采用電流容量更大的MOS 管仍然難以保證可靠性，原理上來說其溝道導(dǎo)電的結(jié)構(gòu)在承受峰值大電流的性能確實(shí)不佳。而可控硅在該方面見長(zhǎng)，配合以開關(guān)特性優(yōu)良的MOS 管設(shè)計(jì)的復(fù)合開關(guān)電路，實(shí)現(xiàn)了容性負(fù)載驅(qū)動(dòng)的最高性價(jià)比。當(dāng)然控制電路的復(fù)雜度和成本有所增加，不過增加的都是低壓器件包括半橋芯片，對(duì)于高性價(jià)比的晶體管復(fù)合搭配來說就顯得微小了。表2 展示了本次設(shè)計(jì)與前期工作［11］相比的改進(jìn)之處。

表2 本實(shí)驗(yàn)與先前設(shè)計(jì)［11］電路特點(diǎn)比較Tab.2 Comparison of the characteristics of this experiment with the previously designed［11］circuit

由表2 可知，本文設(shè)計(jì)相較于先前電路調(diào)試難度較低，一致性較好，便于批量制作，輸入/輸出效率較高。由此得出本次復(fù)合半橋開關(guān)電路設(shè)計(jì)是驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載更佳的參考方案，驅(qū)動(dòng)電路及驅(qū)動(dòng)EL 光源實(shí)物圖如圖6 所示。

圖6 驅(qū)動(dòng)電路及驅(qū)動(dòng)EL 光源實(shí)物圖Fig.6 Driver and the physical diagram of driving the EL light source

本次設(shè)計(jì)中，半橋電路工作電壓由市電經(jīng)整流后提供，芯片控制電路供電電壓為DC 12 V。市電剛接通時(shí)控制電路電壓有一個(gè)逐漸上升的過程，10 V 以下期間兩對(duì)控制脈沖不穩(wěn)定會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)短路，因此開關(guān)電路另增加了延時(shí)電路控制一個(gè)繼電器待控制電路工作穩(wěn)定后再接通市電。

5 結(jié) 論

對(duì)電致發(fā)光器件的高壓交流驅(qū)動(dòng)中，由于其負(fù)載的電容特性形成充放電瞬時(shí)大電流造成驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)的困難，采用了MOS 管與可控硅并聯(lián)的半橋開關(guān)電路。其中可控硅作為主開關(guān)晶體管承受瞬時(shí)尖峰大電流，在可控硅開啟尖峰浪涌電流通過后，適當(dāng)控制MOS 管延遲導(dǎo)通的時(shí)間，對(duì)之后的持續(xù)電流起到分流作用并與可控硅溫升持平，從而保證驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)的可靠性，同時(shí)也降低了驅(qū)動(dòng)電路的散熱設(shè)計(jì)難度。為瞬時(shí)大電流開關(guān)電源設(shè)計(jì)的更廣泛需求提供了科學(xué)的參考方案。