楊聳立，李晶

（國網(wǎng)遼寧省電力有限公司大連供電公司，遼寧 大連 116000）

雷擊災(zāi)害對各類電子設(shè)備的破壞作用較大，雷擊瞬間會產(chǎn)生2～20 kA 的脈沖電流，導致現(xiàn)代電子設(shè)備受到浪涌尖峰電壓的干擾，工作穩(wěn)定性降低。交流避雷器是一種非線性限壓裝置，安裝在換流站內(nèi)，可以有效保護換流站內(nèi)的電子設(shè)備，但交流避雷器在保護電子設(shè)備免受雷擊時，會產(chǎn)生短時工頻干擾信號，這類干擾信號對電子設(shè)備的傷害較大[1-2]。

為了降低短時工頻干擾信號對交流避雷器的影響，實現(xiàn)對短時工頻干擾信號的抑制，需要采用干擾信號抑制方法。目前抑制短時工頻干擾信號的方法主要為陷波濾波法和自適應(yīng)濾波法，陷波濾波法主要作用在頻域中，通過帶有頻帶寬度的陷波濾波器來抑制短時工頻干擾信號中的基波成分，陷波濾波法可以在一定程度上抑制短時工頻干擾；自適應(yīng)濾波法通過調(diào)整濾波器系數(shù)來抑制短時工頻干擾信號，使短時工頻干擾信號實現(xiàn)自適應(yīng)抑制，兩種抑制方法雖能抑制短時工頻干擾信號，但工頻干擾運算時間較長，信噪比較低。

為了解決以上問題，文中提出了交流避雷器短時工頻干擾信號快速抑制方法，通過該方法可以實現(xiàn)短時工頻干擾信號的抑制，并通過實驗研究，驗證所提方法的應(yīng)用效果。

1 交流避雷器短時工頻干擾信號參數(shù)分析

通常觀測信號由目標信號和干擾信號組成，將目標信號s(n)和工頻干擾信號v(n)視作相互獨立的信號源，采用獨立向量分析法對信號源參數(shù)分析。ICA 線性組合模型如圖1 所示。

圖1 ICA線性組合模型

觀察圖1 可知，S1(t)、S2(t)為兩個獨立的信號源，x1(t)、x2(t)為兩個觀測信號，aij為模型系數(shù)，模型可描述為：

用矩陣形式表示為：

獨立信號源S和混合矩陣A都是未知的，所以需要構(gòu)件分離矩陣W=A-1，對混合觀測信號進行源信號分離，即：

2 交流避雷器短時工頻干擾信號盲源分離

基于ICA 分析方法構(gòu)建的分離模型，無法對包含眾多隨機變量和結(jié)構(gòu)的各源信號進行獨立分析，所以利用額外變量來改善模型，對各源信號自協(xié)方差量做統(tǒng)計。在信號處理過程中，震動信號、機械波動信號都具有時間結(jié)構(gòu)，所以利用實際信號的結(jié)構(gòu)信息，基于盲源分離模型來對信號估計，進而實現(xiàn)信號分離[5-8]。

以時間信號為框架的盲源分離方法的基本原理為混合信號的時間可預測性小于構(gòu)成混合信號的任意源信號，確定信號的結(jié)構(gòu)量度F(Wi,x)，利用結(jié)構(gòu)量度表示由W信號恢復后的yin，分析時間的觀測性，通過將F(Wi,x)最大化處理，得到Wi恢復后的源信號Ut，信號可預測性的量度F(Wi,x)用公式表示為：

式中，yin表示預測值；分別表示第i路信號在n時刻的預測值和去均值量[9-10]。

通過梯度計算得到Wi，從而實現(xiàn)F(Wi,x)的最大化，計算過程如式（5）所示：

利用二次型比率特點，取到F的最大值，將梯度視為0 對公式求解，可得到F的最大值：

F(Wi,x)的最大化問題可以等同于特征值的求解，采用Matlab 中特征值函數(shù)得到混合矩陣，帶入式（2）得到源信號的估計Y(n)[11-12]。

3 交流避雷器短時工頻干擾信號抑制消除

如果觀測信號中目標觀測信號和工頻干擾信號數(shù)量為1，則可以通過簡單的ICA 消除工頻干擾。多導觀測信號中包含一路目標信號和一路工頻干擾信號，將兩路信號帶入ICA 算法，即可實現(xiàn)兩路信號的分離，利用ICA 算法消除工頻干擾，同時分離出了混合信號中獨立的觀測信號[13-14]。

通常情況下，如果只有一路觀測信號，要避免參考信號中出現(xiàn)目標信號，需要利用交流避雷器忽略觀測目標信號的影響，通過消除法去掉工頻信號，利用分離法保證工頻干擾消除效果。

當信號獨立源頭數(shù)量未知，參考源缺失時，通常ICA 算法下要求的觀測信號源數(shù)量都大于獨立源數(shù)量才能更好地分離信號并對其消除。干擾信號波形和功率譜如圖2 所示。

圖2 干擾信號波形和功率譜

圖2（a）所示是6 路信號源混合信號，圖2（b）所示為其功率譜，從圖2 中可以看出，工頻干擾信號的最大功率為80 W，由于該信號由自然雷電觸發(fā)，加上工頻信號干擾，僅僅用ICA 算法不能對信號進行分離消除，而使用濾波器會造成信號失真，所以采用人為構(gòu)造工頻信號參考源的方法實現(xiàn)工頻信號的消除。首先提取一段信號數(shù)據(jù)用于工頻干擾頻率估計，最大頻率估計誤差為20 MHz，選取橫向長度為500 mm 的信號進行頻率估計，若估計后的頻率誤差在0.01 Hz 以內(nèi)，則認為滿足要求。以估計的工頻干擾頻率F0為基礎(chǔ)，構(gòu)造兩個相互正交的工頻參考源，結(jié)合參考源和多導觀測信號，構(gòu)成新的觀測值[15-16]。

通過ICA 分析，得到起始分離矩陣W0和混合矩陣A0，確保工頻干擾得到了有效的抑制。

4 實驗研究

為了驗證文中提出的交流避雷器短時工頻干擾信號快速抑制方法的實際工作效果，將其與陷波濾波法和自適應(yīng)濾波法進行了對比實驗。為了更準確地對比不同抑制方法的運算時間和信噪比，首先需要將短時工頻干擾中的加性工頻干擾和乘性工頻干擾去除，以保證實驗結(jié)果的準確性和有效性。

在去除短時工頻干擾中的加性工頻干擾時，首先估計交流避雷器短時工頻數(shù)據(jù)中的干擾參數(shù)，然后輸入目標信號和短時工頻干擾信號，利用偏相干法對短時工頻干擾信號中的諧波分量進行處理，利用目標信號與參考信號間存在的相干性去除短時工頻干擾中的加性干擾。

去除加性工頻干擾后，再去除短時工頻干擾中的乘性工頻干擾，乘性工頻干擾的幅度較低，信號較為微弱，雖然對實驗結(jié)果的影響比加性工頻干擾小，但當背景噪聲升高到一定程度時，對實驗結(jié)果會產(chǎn)生影響，因此必須去除短時工頻干擾中的乘性工頻干擾。首先將工頻諧波信號與工頻載波信號相乘形成調(diào)制信號，然后解調(diào)成已調(diào)信號，當已調(diào)信號中的乘性工頻干擾隨振幅因子升高而減小時，采用互相關(guān)法去除乘性工頻干擾中的正弦參數(shù)和余弦參數(shù)。

加性工頻干擾和乘性工頻干擾去除完畢后，針對不同信噪比對交流避雷器短時工頻干擾信號的抑制效果展開對比實驗。

在不同的信噪比下，輸入短時工頻干擾信號，將產(chǎn)生一定的短時工頻干擾諧波，當短時工頻干擾信號的干擾諧波較低時，加入初相位為0 dB 的高斯白噪聲，采用偏相干法對不同信噪比下的工頻干擾信號進行去噪處理，結(jié)果如圖3-5 所示。

圖3 自適應(yīng)濾波法工頻干擾信號處理結(jié)果

圖4 陷波濾波法工頻干擾信號處理結(jié)果

圖5 文中方法工頻干擾信號處理結(jié)果

觀察圖3-5 可知，不同信噪比下短時工頻干擾信號抑制結(jié)果如下：采用自適應(yīng)濾波法和陷波濾波法對交流避雷器短時工頻干擾進行抑制時，短時工頻干擾信號諧波幅值較大，諧波干擾和加性工頻干擾數(shù)量較多，目標信號的幅值與短時工頻干擾信號幅值相差較大，造成交流避雷器所有的短時工頻干擾數(shù)據(jù)的信噪比非常低，在多諧波干擾下，無法讀取短時工頻干擾中的有效數(shù)據(jù)，對交流避雷器短時工頻干擾信號的抑制效果不佳。采用文中提出的交流避雷器短時工頻干擾信號快速抑制方法進行處理后，能夠獲得較高的工頻干擾諧波頻率，諧波相位值隨著工頻干擾諧波頻率的升高而增大，短時工頻干擾經(jīng)過抑制處理后，其中基波和諧波干擾均得到了很大程度的下降，短時工頻干擾中的頻譜峰值下降速度較快，說明該抑制方法有效抑制了短時工頻干擾信號，實現(xiàn)了目標信號的恢復。與此同時，該抑制方法提高信噪比的能力也比較突出。對于多個短時工頻干擾信號，采用陷波濾波法和自適應(yīng)濾波法對交流避雷器短時工頻干擾信號進行抑制處理時，信噪比略有提升，采用文中提出的抑制方法能夠顯著提升信噪比。信噪比抑制時間實驗結(jié)果如圖6所示。

圖6 信噪比抑制時間實驗結(jié)果

自適應(yīng)濾波方法和陷波濾波法通常是額外設(shè)置參考信號對工頻干擾進行去除和抑制，在輸出目標信號時，需要經(jīng)過較長的時間才能進入穩(wěn)定狀態(tài)，運算時間較長，并且無法有效去除短時工頻干擾頻率漂移；而文中提出的交流避雷器短時工頻干擾信號快速抑制方法，在輸出目標信號時一般只需要較短時間即可進入穩(wěn)定的抑制狀態(tài)，運算時間較短，輸出的頻率幅值穩(wěn)定性較好。綜上所述，文中提出的交流避雷器短時工頻干擾信號快速抑制方法優(yōu)于自適應(yīng)濾波法和陷波濾波法，文中方法在提升信噪比方面效果較為明顯，且運算時間更短。

5 結(jié)束語

文中基于ICA 分離方法提出了避雷器短時工頻信號干擾的抑制消除方法，對工頻信號參數(shù)進行分析，采用ICA 方法對盲源信號進行分離，通過分析參考源的工作頻率，確定獨立源的個數(shù)，實現(xiàn)干擾信號快速抑制。文中研究的抑制方法具有很好的抑制能力，可以應(yīng)用到實際工作中。