王越,史晗,榮相,蔣德智
(1.中煤科工集團(tuán)常州研究院有限公司,江蘇 常州 213015;2.天地(常州)自動(dòng)化股份有限公司,江蘇 常州 213015)
絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)的可靠性對(duì)保障礦用變頻器穩(wěn)定運(yùn)行具有重要作用[1]。由于礦用變頻器各部件存在雜散電感,導(dǎo)致IGBT在開關(guān)瞬態(tài)過程中產(chǎn)生較高的尖峰電壓,致使較大的電?熱應(yīng)力長(zhǎng)期循環(huán)作用于IGBT,易引起IGBT疲勞和隨機(jī)失效、礦用變頻器癱瘓[2-4]。
為抑制雜散電感引起的IGBT尖峰電壓,文獻(xiàn)[5-8]分析了關(guān)鍵物理結(jié)構(gòu)參數(shù)、布局對(duì)疊層母排雜散電感的影響規(guī)律,并提出優(yōu)化設(shè)計(jì)方案;文獻(xiàn)[9-10]基于柵極控制抑制IGBT尖峰電壓,但含有較多的有源電路,易受不確定性及干擾噪聲的影響;文獻(xiàn)[11]采用并聯(lián)低電感電容的方式抑制IGBT尖峰電壓,分析了不同吸收電容的抑制情況及負(fù)面影響;文獻(xiàn)[12-13]采用電阻、電容及二極管構(gòu)建剩余電流裝置(Residual Current Device,RCD)型吸收電路,分析了電阻和電容參數(shù)對(duì)尖峰電壓抑制效果的影響;文獻(xiàn)[14]通過改變柵極驅(qū)動(dòng)電阻抑制IGBT尖峰電壓。然而,上述研究未揭示各類措施之間的協(xié)調(diào)統(tǒng)一關(guān)系及協(xié)調(diào)優(yōu)化準(zhǔn)則。
本文在分析雜散電感對(duì)IGBT電?熱性能影響的基礎(chǔ)上,提出IGBT尖峰電壓抑制的協(xié)調(diào)優(yōu)化方法,通過分析母排結(jié)構(gòu)參數(shù)、柵極驅(qū)動(dòng)電阻、吸收電路對(duì)IGBT尖峰電壓、功率損耗的影響,提出以柵極驅(qū)動(dòng)電阻和交流母排長(zhǎng)度為決策變量,以IGBT最高結(jié)溫、散熱器表面最高溫度下IGBT尖峰電壓最小為優(yōu)化目標(biāo),采用BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)?帶精英策略的非支配排 序遺傳算法(Elitist Non-dominated Sorting Genetic Algorithm,NSGAⅡ)(以下稱BP?NSGAⅡ)實(shí)現(xiàn)礦用變頻器綜合性能優(yōu)化。通過試驗(yàn)驗(yàn)證了該方法可有效降低雜散電感引起的礦用變頻器IGBT尖峰電壓。
以BPJ5?630?1140型礦用四象限變頻器為研究對(duì)象,引入直流電容、IGBT及各類連接件的雜散電感,建立考慮雜散電感的礦用變頻器主電路拓?fù)涞刃P?,如圖1所示(以逆變單元為例,整流單元在主電路拓?fù)渖贤耆嗤?。UDC為直流電壓;C為直流電容;LC為直流電容的雜散電感;LDC1+,LDC2+和LDC1?,LDC2?分別為直流母排正負(fù)極的雜散電感;LDCU+,LUV+,LVW+和LDCU?,LUV?,LVW?分別為交?直流連接母排正負(fù)極的雜散電感;LK++,LK?~(K為U,V,W)分別為交流母排上橋臂正負(fù)極的雜散電感;LK~+,LK??分別為交流母排下橋臂正負(fù)極的雜散電感。
圖1 考慮雜散電感的礦用變頻器主電路拓?fù)涞刃P虵ig.1 Equivalent model of main circuit topology of mine-used inverter considering stray inductance
采用ANSYSQ3D提取直流母排、交?直流連接母排、交流母排的雜散電感。以交流母排(長(zhǎng)340 mm,寬130 mm)為例,其電磁場(chǎng)強(qiáng)度分布云圖如圖2所示,雜散電感隨激勵(lì)頻率變化曲線如圖3所示。
圖2 交流母排電磁場(chǎng)強(qiáng)度分布云圖Fig.2 Distribution cloud chart of electromagnetic field intensity of AC busbar
圖3 交流母排雜散電感隨激勵(lì)頻率變化曲線Fig.3 Variation curvesof stray inductance in AC busbar with excitation frequency
從圖2、圖3可看出,由于集膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)影響交流母排的電磁場(chǎng)分布,雜散電感在低頻中較大,在高頻中逐漸減小,當(dāng)激勵(lì)頻率增至2 kHz時(shí),雜散電感趨于穩(wěn)定。取激勵(lì)頻率為2 kHz,交流母排、交?直流連接母排、直流母排的雜散電感見表1。
表1 激勵(lì)頻率為2 kHz時(shí)礦用變頻器雜散電感Table 1 Stray inductance of mine-used inverter under 2 kHz excitation frequency nH
利用ANSYS Simplorer建立FZ800R33HE2型IGBT行為模型,并根據(jù)圖1搭建相應(yīng)仿真電路。設(shè)置輸入三相交流電壓為1 140 V,基波頻率為50 Hz,開關(guān)頻率為2 kHz,柵極驅(qū)動(dòng)電阻為8Ω。以IGBT1為例,其滿載工況下的集?射極電壓波形如圖4所示。可看出滿載工況下,IGBT尖峰電壓高達(dá)2 854 V,超過直流母線電壓(1 611 V)的77.2%。
圖4 滿載工況下IGBT集?射極電壓波形Fig.4 Collector-emitter voltage waveform of IGBT under full load condition
礦用變頻器主電路拓?fù)錈o雜散電感與有雜散電感(取表1數(shù)值)時(shí)IGBT開關(guān)瞬態(tài)曲線如圖5所示。對(duì)其進(jìn)行積分運(yùn)算,取單個(gè)脈沖周期,得到IGBT損耗計(jì)算結(jié)果,見表2。
圖5 IGBT開關(guān)瞬態(tài)曲線Fig.5 Transient curvesof IGBT switch
表2 IGBT損耗計(jì)算結(jié)果Table 2 IGBT losscalculation results W
由表2可知,礦用變頻器主電路拓?fù)溆须s散電感時(shí),IGBT的開通損耗較無雜散電感時(shí)減小,關(guān)斷損耗、導(dǎo)通損耗及總功率損耗增大。
采用ANSYSIcepak有限元表征礦用變頻器散熱系統(tǒng)的溫度分布情況,分析雜散電感對(duì)IGBT散熱性能的影響。設(shè)置環(huán)境溫度為30℃,水流量為18 L/min,得到IGBT及水冷散熱器的溫度云圖,如圖6所示。可看出礦用變頻器主電路拓?fù)錈o雜散電感時(shí),散熱器表面最高溫度、IGBT最高結(jié)溫、出水口溫度分別為65,75,37℃,有雜散電感時(shí)分別為72,84,38℃,較之前分別增大10.8%,12%,2.7%。
圖6 IGBT及水冷散熱器溫度云圖Fig.6 Temperature cloud chart of IGBT and water-cooled radiator
綜上,較大的雜散電感導(dǎo)致IGBT尖峰電壓急劇增大,使IGBT總功率損耗增大,產(chǎn)生過溫升現(xiàn)象,易引起IGBT疲勞失效。
IGBT尖峰電壓可通過優(yōu)化母排結(jié)構(gòu)參數(shù)、增大柵極驅(qū)動(dòng)電阻、設(shè)計(jì)吸收電路等方式進(jìn)行抑制。結(jié)合水冷散熱系統(tǒng),隨著交流母排結(jié)構(gòu)參數(shù)變化,IGBT間距發(fā)生改變,最終影響溫度分布。調(diào)整柵極驅(qū)動(dòng)電阻會(huì)改變IGBT功率損耗,最終反映為溫度變化。因此,以尖峰電壓和溫度作為協(xié)同優(yōu)化的目標(biāo)參量。根據(jù)行業(yè)相關(guān)溫升標(biāo)準(zhǔn),確定優(yōu)化指標(biāo)為30℃環(huán)境溫度下,散熱器表面最高溫度在55~65℃、IGBT最高結(jié)溫在74~80℃范圍內(nèi)的尖峰電壓最小值。
2.1.1 母排結(jié)構(gòu)參數(shù)
由表1可知,交流母排的LK++和LK~+明顯大于其他部分和交?直流連接母排、直流母排雜散電感,因此重點(diǎn)討論交流母排結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)LK++,LK~+的影響。交流母排結(jié)構(gòu)模型如圖7所示。
圖7 交流母排結(jié)構(gòu)模型Fig.7 Structural model of AC busbar
采用ANSYSQ3D仿真分析交流母排結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)雜散電感及尖峰電壓的影響。交流母排長(zhǎng)度、寬度與LK++,LK~+的對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖8所示??煽闯鲭s散電感與交流母排長(zhǎng)度呈正相關(guān),與寬度呈負(fù)相關(guān)。這是由于交流母排長(zhǎng)度越小,則電流耦合回路面積越小,對(duì)應(yīng)的雜散電感越??;交流母排越寬,相當(dāng)于并聯(lián)的雜散電感越多,使得總雜散電感減小。
圖8 交流母排長(zhǎng)度、寬度與雜散電感對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.8 Corresponding relationship between ACbusbar length or width and stray inductance
取柵極驅(qū)動(dòng)電阻為8Ω,滿載工況下,采用ANSYSSimplorer得到交流母排長(zhǎng)度、寬度與IGBT尖峰電壓、功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系,如圖9、圖10所示??煽闯鯥GBT尖峰電壓和功率損耗隨交流母排長(zhǎng)度增大而增大,隨寬度增大而減小,且功率損耗隨母排結(jié)構(gòu)參數(shù)變化基本呈線性關(guān)系。此外,交流母排寬度對(duì)IGBT布局和散熱性能無影響,為減少協(xié)調(diào)優(yōu)化過程中的決策變量,選定交流母排寬度為200 mm。
圖9 交流母排長(zhǎng)度、寬度與IGBT尖峰電壓的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.9 Corresponding relationship between ACbusbar length or width and IGBT peak voltage
圖10 交流母排長(zhǎng)度、寬度與IGBT功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.10 Corresponding relationship between AC busbar length or width and IGBT power loss
2.1.2 柵極驅(qū)動(dòng)電阻
FZ800R33KF2C為第2代平面柵式IGBT,可通過增大柵極驅(qū)動(dòng)電阻來減小電流變化率,從而降低IGBT尖峰電壓。利用ANSYSSimplorer仿真得到柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT尖峰電壓、功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系,如圖11、圖12所示??煽闯鯥GBT尖峰電壓隨柵極驅(qū)動(dòng)電阻增大而減小,當(dāng)柵極驅(qū)動(dòng)電阻為4Ω時(shí),最大尖峰電壓為3 104 V,將柵極驅(qū)動(dòng)電阻增大至16Ω,最大尖峰電壓減小為2 428 V;隨著柵極驅(qū)動(dòng)電阻增大,IGBT功率損耗逐漸增大。
圖11 柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT尖峰電壓的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.11 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor ACbusbar length and IGBT peak voltage
圖12 柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.12 Corresponding relationship between gate drive resistance or AC busbar length and IGBT power loss
設(shè)計(jì)二極管鉗位式吸收電路,如圖13所示(以U相為例),利用二極管鉗制瞬變電壓,以減小吸收電容C1,C2引起的電壓諧振。
圖13 二極管鉗位式吸收電路Fig.13 Diode clamped absorption circuit
采用ANSYSSimplorer仿真分析吸收電容對(duì)尖峰電壓抑制效果的影響。選取吸收電容為0.5,1,2,3μF,電感為0.1μH,不同吸收電容時(shí)IGBT關(guān)斷波形如圖14所示??煽闯鲭S著吸收電容增大,IGBT尖峰電壓減小,振蕩周期增大,振蕩現(xiàn)象減弱,但進(jìn)一步增大電容時(shí)抑制效果已無明顯改善。考慮體積和成本,選定吸收電容為2μF。
圖14 不同吸收電容時(shí)IGBT關(guān)斷波形Fig.14 IGBT turn-off waveforms with different absorption capacitances
采用吸收電路后,柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT尖峰電壓、功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖15、圖16所示。可看出與圖11、圖12相比,二極管鉗位式吸收電路對(duì)不同柵極驅(qū)動(dòng)電阻和交流母排結(jié)構(gòu)參數(shù)下的IGBT尖峰電壓均有一定的抑制作用,同時(shí)可降低IGBT功率損耗。
圖15 采用吸收電路后柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT尖峰電壓的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.15 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor AC busbar length and IGBT peak voltageafter using absorption circuit
圖16 采用吸收電路后柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.16 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor ACbusbar length and IGBT power lossafter using absorption circuit
根據(jù)圖15、圖16,結(jié)合水冷散熱系統(tǒng),可將功率損耗進(jìn)一步轉(zhuǎn)換為最高結(jié)溫。此外,隨著交流母排長(zhǎng)度減小,IGBT縱向間距減小,散熱器表面最高溫度增大。因此,以柵極驅(qū)動(dòng)電阻和交流母排長(zhǎng)度作為決策變量,采用BP?NSGAⅡ?qū)崿F(xiàn)IGBT尖峰電壓、最高結(jié)溫及散熱器表面最高溫度(三者相互矛盾,呈現(xiàn)此消彼長(zhǎng)的趨勢(shì))的多目標(biāo)極值尋優(yōu)。BP?NSGAⅡ主要包括BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練擬合和NSGAⅡ?qū)?yōu),流程如圖17所示。
圖17 BP?NSGAⅡ?qū)崿F(xiàn)流程Fig.17 BP-NSGAⅡrealization process
根據(jù)決策變量與優(yōu)化目標(biāo)的仿真數(shù)據(jù)訓(xùn)練BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò),使訓(xùn)練后的BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)能準(zhǔn)確預(yù)測(cè)目標(biāo)函數(shù)的輸出,用于NSGAⅡ的非支配排序和擁擠度計(jì)算。設(shè)置6個(gè)隱含層,每個(gè)隱含層具有200個(gè)神經(jīng)元。取迭代步數(shù)為20 000,BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練擬合效果如圖18所示??煽闯?0 000次訓(xùn)練下的BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)具有較好的收斂性和擬合性,以散熱器表面最高溫度為例,最小均方根誤差僅為0.006℃2,相關(guān)系數(shù)達(dá)0.999 36。
圖18 BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練擬合效果Fig.18 Fitting effect of BPneural network training
設(shè)置種群數(shù)量為50,迭代步數(shù)為500,交叉、變異概率分別為0.9和0.1,得到BP?NSGAⅡ的帕累托解集,如圖19所示,其中紅色虛線區(qū)域?yàn)樵O(shè)計(jì)指標(biāo)對(duì)應(yīng)的映射區(qū)間??煽闯鲈谏崞鞅砻孀罡邷囟葹?5~65℃、IGBT最高結(jié)溫為74~80℃時(shí),IGBT尖峰電壓最小值為1 861 V。此時(shí),所選定的柵極驅(qū)動(dòng)電阻為5 Ω,交流母排長(zhǎng)度為300 mm、寬度為200 mm。
圖19 BP?NSGAⅡ的帕累托解集Fig.19 Pareto solution set of BP-NSGAⅡ
為驗(yàn)證IGBT行為模型的正確性,搭建雙脈沖試驗(yàn)平臺(tái),如圖20所示。脈沖發(fā)生器微控制單元選用TMS320F28035數(shù)字處理器。
圖20 雙脈沖試驗(yàn)平臺(tái)Fig.20 Double-pulseexperiment platform
當(dāng)線路中僅接入交流母排時(shí),分別調(diào)節(jié)母線電壓至1 100,1 300,1 500,1 700 V,采用羅氏線圈、示波器等測(cè)量IGBT的開通和關(guān)斷波形,如圖21所示。
圖21 雙脈沖試驗(yàn)波形Fig.21 Double-pulse experimental waveforms
采用ANSYSSimplorer建立雙脈沖仿真電路模型,在相同條件下得到IGBT的開通和關(guān)斷波形,如圖22所示。仿真與試驗(yàn)波形的尖峰電壓對(duì)比見表3。
由圖21、圖22、表3可看出,仿真與試驗(yàn)波形在趨勢(shì)上保持高度一致,驗(yàn)證了IGBT行為模型能準(zhǔn)確反映IGBT的開關(guān)特性,且不同母線電壓下的尖峰電壓誤差僅為2.2%,0.7%,0.3%,3.4%,具有較高的仿真精度。
圖22 雙脈沖仿真波形Fig.22 Double-pulse simulation waveforms
表3 仿真與試驗(yàn)波形的尖峰電壓對(duì)比Table 3 Comparison of peak voltagesbetween simulated waveformsand the experimental ones
為驗(yàn)證本文方法對(duì)IGBT尖峰電壓的抑制效果,搭建礦用變頻器加載試驗(yàn)平臺(tái),如圖23所示。
圖23 礦用變頻器加載試驗(yàn)平臺(tái)Fig.23 Mine-used inverter loading experiment platform
以IGBT1為例,滿載工況下IGBT關(guān)斷電壓試驗(yàn)波形如圖24所示。可看出優(yōu)化前IGBT尖峰電壓高達(dá)2 856 V,優(yōu)化后為1 856 V,降低了35%,有效提高了IGBT及礦用變頻器的運(yùn)行可靠性。
圖24 IGBT關(guān)斷電壓試驗(yàn)波形Fig.24 Experimental waveforms of IGBT turn-off voltage
(1)分析了雜散電感對(duì)IGBT電?熱性能的影響:較大的雜散電感導(dǎo)致IGBT尖峰電壓急劇增大,使IGBT總功率損耗增大,產(chǎn)生過溫升現(xiàn)象,易引起IGBT疲勞失效。
(2)提出了IGBT尖峰電壓抑制的協(xié)調(diào)優(yōu)化方法:①分析母排結(jié)構(gòu)參數(shù)、柵極驅(qū)動(dòng)電阻對(duì)IGBT尖峰電壓、功率損耗的影響,根據(jù)影響趨勢(shì)的相關(guān)性選定部分參數(shù),以減少?zèng)Q策變量。②設(shè)計(jì)二極管鉗位式吸收電路,通過試驗(yàn)驗(yàn)證該電路可降低IGBT尖峰電壓和功率損耗。③采用BP?NSGAⅡ?qū)崿F(xiàn)包括IGBT尖峰電壓、最高結(jié)溫及散熱器表面最高溫度在內(nèi)的綜合性能優(yōu)化。
(3)通過試驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法可有效降低雜散電感引起的IGBT尖峰電壓,降幅達(dá)35%,為礦用變頻器的安全、穩(wěn)定、可靠運(yùn)行提供了保障。