劉斌彬，葛啟宏，陳 文，王秋生，陶 濤

（國家廣電總局 廣播科學研究院 北京泰美世紀科技有限公司，北京 100097）

1 引言

中國移動多媒體廣播（China Mobile Multimedia Broadcasting，CMMB）是我國研發(fā)的具有自主知識產權的數(shù)字多媒體廣播標準。CMMB通過衛(wèi)星和地面轉發(fā)系統(tǒng)，實現(xiàn)天地一體的大面積廣播覆蓋，即通過衛(wèi)星進行大面積廣播覆蓋。而對于衛(wèi)星覆蓋的陰影區(qū)，則采用地面轉發(fā)系統(tǒng)對信號進行增補，并采用獨立的分發(fā)信道向地面轉發(fā)系統(tǒng)分發(fā)廣播信道數(shù)據(jù)。用戶可以通過移動終端接收多路音、視頻廣播業(yè)務。

在地面轉發(fā)系統(tǒng)與衛(wèi)星的組網(wǎng)中，最關鍵的問題就是時間同步。為此，CMMB在衛(wèi)星分發(fā)信道中采用了將時間同步信號以擴頻弱信號的形式疊加在數(shù)據(jù)信號上的方案[1]。地面轉發(fā)系統(tǒng)通過與同步信號進行同步，在指定的時間對數(shù)據(jù)進行OFDM調制和轉發(fā)[2]，實現(xiàn)與衛(wèi)星廣播信號的時間同步。

為了避免影響對數(shù)據(jù)信號的解調，疊加在其上的時間同步信號的功率僅為數(shù)據(jù)信號的1%。然而對于時間同步信號來說，數(shù)據(jù)信號是一個強度超過20 dB的干擾。如何在強干擾的環(huán)境下完成與同步信號的同步，并解調出時間信息，是地面轉發(fā)系統(tǒng)實現(xiàn)的關鍵。

2 CMMB衛(wèi)星分發(fā)信道

在CMMB的衛(wèi)星分發(fā)信道中，數(shù)據(jù)信號承載的是廣播信道OFDM調制之前的數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)按照逐時隙、逐頻點的順序組成分發(fā)數(shù)據(jù)包，并按照GB/T 17700-1999標準進行調制[3]。數(shù)據(jù)信號的2個支路X，Y與系統(tǒng)時鐘同步，且速率值與系統(tǒng)時鐘的頻率值相同。

時間同步信號的2個支路TX，TY為兩路擴頻信號，所使用的擴頻序列為二進制偽隨機序列PN1和PN2。PN1由圖1所示的偽隨機序列生成器產生，生成多項式為x13+x4+x3+x+1，移位寄存器初始值為0110101010010，循環(huán)周期為P1=213-1。類似的，PN2的生成多項式為x18+x17+x16+x13+x12+x10+x8+x6+x3+x+1，移位寄存器初始值為011010101001010101，循環(huán)周期為 P2=218-1。PN1和 PN2序列生成器的移位時鐘與系統(tǒng)時鐘同步，且頻率值相同。

擴頻信號通過異或的方式產生。PN1與編碼后的時間信息異或生成TX，每個PN1循環(huán)周期調制1 bit時間信息。PN2上的調制信息保留，PN2與比特“1”異或生成TY。從系統(tǒng)零時刻開始（對應PN1和PN2移位寄存器狀態(tài)均為初始值的時刻），每個系統(tǒng)時間循環(huán)周期內調制（218-1）bit時間信息，共分為1024個時間信息編碼幀。

同步信號（TX，TY）疊加在數(shù)據(jù)信號（X，Y）上進行星座映射，生成分發(fā)信道的基帶I，Q信號，如圖2所示，其中比特順序為X Y TXTY。

3 時間同步信號解調

時間同步信號的解調結構如圖3所示。其中最關鍵的模塊有同步捕獲、整數(shù)頻偏估計、分數(shù)頻偏估計、同步跟蹤和頻偏跟蹤。

3.1 同步捕獲與初始頻偏估計

系統(tǒng)啟動后，由于輸入的采樣信號可能位于信號的任何位置，而不是擴頻序列的起始位置，因此需要進行同步捕獲。

對采樣信號進行頻偏預補償

其中，Δfsys為系統(tǒng)時鐘頻率，頻偏預補償值Δfpre可以任意選取。

以2P1點為窗長，在頻偏預補償后的采樣信號中滑動，抽取出 1 個采樣信號序列 ri（k），k=0，1，…，P1-1，i=0，1，…，P1-1。 將 ri（k）與本地同步序列 PN1（k）相乘

并對其末尾補零后進行（P1+1）點的快速傅里葉變換

計算 Si（j）的峰值功率 Ppeak（i）和平均功率 Paverage（i），檢測是否有頻域相關峰存在。設定合適的門限，若最大峰均功率比大于門限，則認為捕獲到采樣信號的同步位置[4]。

否則更換一個頻偏預補償值，重新進行同步捕獲。

由于信號的載波頻率和系統(tǒng)的下變頻頻率之間可能存在著偏差，因此還需要進行頻偏估計和補償。

整數(shù)頻偏值可以由同步捕獲中SI（j）的峰值位置得到[5]

根據(jù)整數(shù)頻偏估計的結果，對同步后的采樣信號序列 rI（k）進行整數(shù)頻偏補償?shù)玫?rI′（k）。 將其末尾補零后分成2段，分別與截短的本地同步序列PN1（k）進行互相關

對相關值進行前后自相關，分數(shù)頻偏值可以由自相關值的相位得到[6]

初始頻偏值為頻偏預補償值、整數(shù)頻偏值、分數(shù)頻偏值之和。根據(jù)初始頻偏值，對采樣信號進行頻偏補償。

3.2 同步跟蹤與頻偏跟蹤

在系統(tǒng)工作過程中，由于受到A/D采樣頻率偏差等因素的影響，采樣信號的同步位置可能發(fā)生漂移，因此需要進行同步跟蹤。

以2P1點為窗長，在采樣信號的同步位置前后m（t）點滑動，抽取出 1 個采樣信號序列 ri（k），k=0，1，…，P1-1，-m（t）≤i≤m（t）。 m（t）與距離上一次同步跟蹤或同步捕獲的時間間隔t成正比。將ri（k）與本地同步序列PN1（k）進行互相關

計算s（i）的峰值功率和除峰值以外的平均功率，檢測是否有時域互相關峰存在。設定合適的門限，若峰均功率比大于門限，則認為跟蹤到采樣信號同步位置的偏移[4]

根據(jù)同步位置的偏移，對A/D采樣時鐘的頻率進行動態(tài)調整，實現(xiàn)與系統(tǒng)時鐘的精確同步。對PN2序列的同步跟蹤與此類似。根據(jù)同步位置，可以找到系統(tǒng)零時刻，并對采樣信號進行解擴、均衡、解碼等處理，解調出時間信息。

由于受到溫度變化等因素的影響，載波頻率的偏差也可能發(fā)生變化，因此還需要進行頻偏跟蹤。

根據(jù)同步跟蹤的結果，將2個相鄰的同步后的采樣信號序列 rI0（k）和 rI1（k）與本地同步序列 PN1（k）進行互相關

對互相關值進行前后自相關，并計算自相關值的相位θ，頻偏跟蹤值可以由相限翻轉后的相位得到[6]

根據(jù)頻偏跟蹤值，對頻偏補償值進行動態(tài)調整。

4 實驗性能與分析

在不同信噪比的衛(wèi)星信道環(huán)境下，同步捕獲和同步跟蹤的峰均功率比如圖4所示?？紤]到噪聲和干擾的峰均功率比通常在11 dB以下，設定同步捕獲和同步跟蹤的門限為11 dB和12 dB。該條件下同步捕獲和同步跟蹤的錯誤概率如表1所示?？梢钥闯?，同步捕獲和同步跟蹤具有較強的可靠性。當信噪比大于6 dB（低于數(shù)據(jù)信號的解調門限）時，同步的錯誤概率已經可以趨近于零。

表1 同步捕獲和同步跟蹤錯誤率

初始頻偏估計和頻偏跟蹤的方差如圖5所示?？梢钥闯?，初始頻偏估計的方差落在頻偏跟蹤的范圍內。且頻偏跟蹤具有較高的準確性，當信噪比大于6 dB時，頻偏跟蹤的方差可以控制在40 Hz以內。該量級的載波頻偏可以完全由均衡來對抗，從而保證時間信息的正確解調。

5 小結

提出了一種用于CMMB地面轉發(fā)系統(tǒng)的時間同步信號解調方法，并對其中同步捕獲、同步跟蹤和載波頻偏估計等關鍵算法進行了詳細闡述。實驗結果表明，該方法具有較高的可靠性和準確性，可以很好地滿足系統(tǒng)的需求。

[1]GY/T 220.9-2008，廣播電影電視行業(yè)標準 移動多媒體廣播 第9部分：衛(wèi)星分發(fā)信道幀結構、信道編碼和調制[S].2008.

[2]GY/T 220.1-2006，廣播電影電視行業(yè)標準 移動多媒體廣播 第1部分：廣播信道幀結構、信道編碼和調制[S].2006.

[3]GB/T 17700-1999，衛(wèi)星數(shù)字電視廣播信道編碼和調制標準[S].1999.

[4]SIMON M，OMURA J，SCHOLTZ R，et al.Spread spectrum communications handbook（revised edition）[M].New York： McGraw-Hill，1994.

[5]LUISE M，REGGIANNINI R.Carrier frequency acquisition and tracking for OFDM system[J].IEEE Trans.Communications， 1996，44（11）： 1590-1598.

[6]KELLER T，PIAZZO L，MANDARINI P，et al.Orthogonal frequency division multiplex synchronization techniques for frequency-selective fading channels[J].IEEE Journal on Selected Area in Communications，2001， 19（6）：999-1008.