吉敬華 孫玉坤 朱紀(jì)洪 趙文祥

（1. 江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院 鎮(zhèn)江 212013 2. 清華大學(xué)智能技術(shù)與系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 北京 100084）

1 引言

隨著稀土永磁材料釹鐵硼（NdFeB）性價(jià)比的不斷提高，永磁無刷直流（BLDC）電機(jī)以其體積小、效率高、動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性好等優(yōu)點(diǎn)在越來越多的工業(yè)驅(qū)動(dòng)和伺服控制領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1]。但是，由于永磁電機(jī)的固有特性，使其容錯(cuò)性能受到限制，特別是繞組短路故障所引起的溫升等問題，將造成較為嚴(yán)重的系統(tǒng)性失效，限制了BLDC電機(jī)在一些對(duì)系統(tǒng)連續(xù)運(yùn)行有高要求領(lǐng)域的應(yīng)用，如航空航天、軋鋼、礦井等。如何在保持永磁電機(jī)高效率、高功率密度等諸多優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)上，提高其容錯(cuò)性能，一直是相關(guān)領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)和難點(diǎn)[2-4]。

英國B.C. Mecrow教授在傳統(tǒng)的BLDC電機(jī)基礎(chǔ)上，通過增加定子容錯(cuò)齒，提出一種容錯(cuò)型永磁無刷電機(jī)[5]。該電機(jī)各相電路磁路獨(dú)立、物理隔離，故當(dāng)前國際學(xué)術(shù)界更多地稱之為模塊化永磁（Modular Permanent-Magnet，MPM）電機(jī)，本文將遵循這一叫法。近年來，該種電機(jī)也得到了美國的T.A. Lipo教授、T.M. Jahns教授以及英國的Z.Q.Zhu教授等國際上著名電機(jī)學(xué)者的關(guān)注[6-8]。但是，國內(nèi)對(duì)該種電機(jī)的研究卻起步較晚，鮮有報(bào)道。文獻(xiàn)[9]提出了一種基于空間矢量坐標(biāo)變換的MPM電機(jī)解耦控制方法，文獻(xiàn)[10]運(yùn)用有限元法對(duì)MPM電機(jī)的短路故障進(jìn)行了理論性分析，但均未見涉及MPM電機(jī)優(yōu)化設(shè)計(jì)以及試驗(yàn)樣機(jī)的相關(guān)報(bào)道。

本文在介紹MPM電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)特點(diǎn)的基礎(chǔ)上，分析了該電機(jī)的容錯(cuò)機(jī)理；推導(dǎo)了 MPM電機(jī)設(shè)計(jì)的參數(shù)方程，并以最大轉(zhuǎn)矩密度（單位體積轉(zhuǎn)矩）為目標(biāo)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，確定電機(jī)的主要尺寸；通過建立有限元仿真模型對(duì)所設(shè)計(jì)電機(jī)的基本電磁特性進(jìn)行仿真分析，并用場路耦合仿真方法對(duì) MPM電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩性能進(jìn)行計(jì)算；最后對(duì)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行了測試。

2 MPM電機(jī)

圖1為一臺(tái)四相六極MPM電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖。其定子電樞繞組采用集中繞組方式，這樣保證了繞組端部由于不交疊而產(chǎn)生物理隔離，從而避免了相間短路這種嚴(yán)重故障；每個(gè)槽中只有一套繞組，每極繞組間實(shí)現(xiàn)了物理隔離。通常當(dāng)一相繞組發(fā)生短路故障時(shí)，短路電流產(chǎn)生的熱量會(huì)對(duì)其他相繞組產(chǎn)生不利影響。采用這種結(jié)構(gòu)后，沒有繞組的電樞齒對(duì)短路相電流產(chǎn)生的瞬間熱量有隔離作用；每槽只有一套繞組，貌似降低了電機(jī)的利用率，實(shí)則通過保證結(jié)構(gòu)變換前后槽滿率不變?cè)瓌t，可以達(dá)到電機(jī)效率不變的目的；沒有繞組的電樞齒作為磁通回路可得到有效利用，并同時(shí)起著相間熱隔離和電隔離的作用。此外，為了提高電機(jī)的容錯(cuò)性能，MPM電機(jī)在設(shè)計(jì)槽形時(shí)，盡量采用較大的齒頂高結(jié)構(gòu)，以便獲得較高的漏抗。

綜上，MPM電機(jī)在繼承傳統(tǒng)的 BLDC電機(jī)的諸多優(yōu)點(diǎn)基礎(chǔ)上，具有以下特點(diǎn)：①定子采用集中繞組結(jié)構(gòu)，其相間電路、磁路耦合小，獨(dú)立性高。②特殊的齒槽設(shè)計(jì)，可以在電機(jī)發(fā)生繞組短路故障時(shí)，有效抑制短路電流。③定子采用容錯(cuò)齒結(jié)構(gòu)，故障相繞組的溫升不會(huì)引起磁鋼以及相鄰非故障相繞組溫度的變化，實(shí)現(xiàn)了物理上的隔離。④電機(jī)反電動(dòng)勢可設(shè)計(jì)為近似正弦，適合于當(dāng)前的一些熱點(diǎn)容錯(cuò)控制策略的應(yīng)用，如直接轉(zhuǎn)矩控制等。

圖1 模塊化永磁電機(jī)Fig.1 Cross-section of MPM machine

3 容錯(cuò)機(jī)理

電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的可靠性運(yùn)行，對(duì)電機(jī)本體的要求是：電機(jī)結(jié)構(gòu)簡單，故障率低，具有較高的可靠度；電機(jī)的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)以及驅(qū)動(dòng)控制電路相間的電耦合、磁耦合和熱耦合達(dá)到最小，使得故障發(fā)生時(shí)能夠?qū)收喜糠诌M(jìn)行及時(shí)有效的故障隔離和故障移除，從而把故障相對(duì)其他工作相的影響降到最低程度，即當(dāng)存在一個(gè)或多個(gè)故障源時(shí)，電機(jī)仍可以在滿足某些特定技術(shù)指標(biāo)的前提下帶故障運(yùn)行。

3.1 短路電流抑制

繞組短路是電機(jī)最為嚴(yán)重的故障，包括功率器件短路導(dǎo)致的繞組端部短路和繞組匝間短路、相間短路。當(dāng)繞組端部發(fā)生短路故障，其短路電流可以表示為

式中E(ω)——短路相繞組反電動(dòng)勢；

Rph——繞組電阻；

Ls——電機(jī)短路時(shí)電感；

ω——電機(jī)電角速度。

通過式（1）可以看出，短路電流與故障相繞組的阻抗成反比，阻抗越大則短路電流越小。此外，由于繞組的電阻與短路電抗相比，其值很小，因此在電機(jī)設(shè)計(jì)過程中可以忽略不計(jì)?？紤]到轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速與繞組感應(yīng)電動(dòng)勢、短路電抗均成正比，所以短路電流的大小僅由短路相繞組的電感確定，如果忽略磁飽和的影響，則可近似認(rèn)為其數(shù)值大小與轉(zhuǎn)速無關(guān)。

為了抑制短路電流，確保電機(jī)在發(fā)生短路故障時(shí)仍能繼續(xù)運(yùn)行，這要求電機(jī)具有較大的相電感。然而，對(duì)于表面貼裝式永磁電機(jī)，其等效氣隙很大，相電感很小。故在 MPM電機(jī)的設(shè)計(jì)過程中，應(yīng)盡可能使其具有較大漏抗。當(dāng)電機(jī)正常工作時(shí)，電機(jī)中額外的電樞反應(yīng)磁鏈也因此大大增加。因此，相對(duì)而言，MPM 電機(jī)漏抗的增加使得電機(jī)的伏安比也隨之增加。

3.2 相間磁路獨(dú)立

普通的永磁電機(jī)發(fā)生短路故障時(shí)，由于互感的存在，短路電流產(chǎn)生的磁鏈會(huì)在非故障相中鏈過，使得非故障相對(duì)故障相作用的磁動(dòng)勢增加，進(jìn)一步增加了故障相的反電動(dòng)勢，從而使得故障相短路電流增大。而與之形成鮮明對(duì)比的是，MPM電機(jī)采用相與相的磁路獨(dú)立結(jié)構(gòu)。當(dāng)發(fā)生故障時(shí)，避免了由于非故障相繞組在故障相中耦合磁鏈而產(chǎn)生的短路電流；另外，互感小這一特點(diǎn)也保證了當(dāng)發(fā)生故障時(shí)，故障相對(duì)其他正常相的影響很小，基本可忽略不計(jì)。

3.3 相間物理絕緣

若電機(jī)外殼采取強(qiáng)迫制冷，則電機(jī)的主要溫升為槽內(nèi)繞組所引起。如果保證每個(gè)槽中只有一相繞組，則電機(jī)各相繞組間就實(shí)現(xiàn)了熱絕緣，這樣某一相短路所引起的溫升，在電樞齒的間隔下，相鄰相受到的影響將很小。

3.4 相數(shù)

當(dāng)電機(jī)的某一相發(fā)生故障而移除時(shí)，要求其他非故障相還能夠輸出額定功率。因此，假設(shè)電機(jī)為N相，則每相在設(shè)計(jì)時(shí)的功率為其額定功率F=N/(N-1)倍，電機(jī)相數(shù)越少，則每相冗余的功率就越多，如對(duì)于三相電機(jī)，則每相必須增加額定功率的50%。雖然F隨著N的增加而減少，但是在選取相數(shù)時(shí)還需綜合考慮驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本。因?yàn)?MPM電機(jī)采用每相獨(dú)立驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)，N越大，則所需的驅(qū)動(dòng)電路就越多。另外，如果電機(jī)運(yùn)行于高速，則N越大，勢必電機(jī)的極對(duì)數(shù)也越大，電機(jī)的頻率也成倍數(shù)增加。所以，選取相數(shù)N時(shí)，在保證電機(jī)可靠性的基礎(chǔ)上，還要綜合考慮其他因數(shù)。在綜合考慮上述限制條件以及本課題實(shí)際需要的基礎(chǔ)上，確定本文所研究的 MPM電機(jī)為四相六極結(jié)構(gòu)，其定子槽數(shù)和永磁體極數(shù)之比為4∶3；為了得到正弦度較高的反電動(dòng)勢波形，同時(shí)降低轉(zhuǎn)子鐵耗，永磁體采用Halbach陣列[11]，認(rèn)為定子軛中的磁通量為齒中的1/2。

4 電機(jī)設(shè)計(jì)

4.1 功率方程和電機(jī)主要尺寸

功率方程是獲得電機(jī)尺寸方程、確定電機(jī)主要設(shè)計(jì)參數(shù)（如定子內(nèi)徑、軸長以及繞組線徑等）的基礎(chǔ)。根據(jù)實(shí)際需要，MPM電機(jī)的反電動(dòng)勢波形可以設(shè)計(jì)為正弦波或梯形波。為更具普遍性，本文將給出統(tǒng)一的功率表達(dá)式。若不計(jì)繞組電阻，電機(jī)輸出功率P2可以表達(dá)為

式中e(t)，Em——相反電動(dòng)勢和峰值；

i(t)，Im——相電流和峰值；

η——效率；

T——反電動(dòng)勢和電流的周期；

KP——電功率波形系數(shù)，其數(shù)值定義為

反電動(dòng)勢e(t)及其幅值Em可分別表示為

式中Ke——繞組分布系數(shù)；

Nw——單元相繞組匝數(shù)；

Bg——?dú)庀洞磐芏茸畲笾担?/p>

lef——電機(jī)鐵心有效長度；

Ds——定子內(nèi)徑；

Ns——定子齒槽數(shù)；

αs——定子齒寬極弧系數(shù)。

為了區(qū)別不同的電流波形，定義電流波形系數(shù)Ki為

式中，Irms為相電流有效值，滿足關(guān)系式

式中，As為電負(fù)荷。因此，相電流峰值Im可表示為

將式（4）和式（8）代入到式（2），可得電機(jī)輸出功率關(guān)系式

因此，對(duì)于定子外徑為Do和總長度為lef（此處忽略繞組端部長度和軸伸出之長，認(rèn)為電機(jī)鐵心有效長度即為電機(jī)長度）的單位電機(jī)體積，其輸出功率可以表示為

由式（10）可以看出，通過設(shè)計(jì)使電機(jī)運(yùn)行于較高速度可以減小電機(jī)體積，增加電機(jī)的功率密度。

若不考慮其他損耗，電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩可由式（9）除以電機(jī)的機(jī)械角速度Ω得到

則

從式（11）可以看出，轉(zhuǎn)矩密度與Ds/Do及電負(fù)荷有關(guān)；而Ds/Do的最佳選擇取決于自身合理電負(fù)荷和磁負(fù)荷。

當(dāng)電機(jī)的額定功率要求確定以后，由式（9）就可以得到電機(jī)的尺寸方程，即

4.2 Ds/Do選擇與最大轉(zhuǎn)矩密度設(shè)計(jì)

從式（12）可以看出：Ds/Do對(duì)設(shè)計(jì)MPM電機(jī)而言是一個(gè)很重要的參數(shù)，其數(shù)值大小將很大程度上決定電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出。如何確定Ds/Do最佳值、獲得最大轉(zhuǎn)矩是設(shè)計(jì)高功率密度MPM電機(jī)關(guān)鍵。

若先不考慮鐵耗，僅考慮最小銅耗，則電負(fù)荷As為

式中Ks——槽滿率；

J——電流密度；

Aslot——槽面積；

Ns——定子槽數(shù)。

當(dāng)定子外徑確定后，電機(jī)表面的散熱能力由此確定；而根據(jù)定子表面的散熱和電機(jī)的冷卻條件可以求得電流密度J；同時(shí)，對(duì)于給定外徑的單位銅耗，也由此可確定。

將式（14）代入式（11），可得

由式（15）可以看出，轉(zhuǎn)矩能力的大小主要取決于槽面積Aslot，而槽面積Aslot的大小主要由定子齒寬wt和定子軛高h(yuǎn)j決定。在下面的設(shè)計(jì)分析中，為了計(jì)算方便，將實(shí)際槽型等效為如圖2所示的理想槽型尺寸。

圖2 MPM電機(jī)定子槽型Fig.2 Stator slot of MPM machine

根據(jù)圖2b所示幾何尺寸，槽面積Aslot可表示為

定子齒寬為

式中p——極對(duì)數(shù)；

α——極弧系數(shù)；

Bmax——定子鐵心最大磁通密度。

認(rèn)為定子軛高為定子齒寬的 1/2，將式（17）代入式（16），得式（18）。

將As、Aslot代入轉(zhuǎn)矩方程（式 15），可得到不同極對(duì)數(shù)p、永磁體材料以及單位轉(zhuǎn)矩與Ds/Do的關(guān)系曲線。已有研究表明[12-13]：對(duì)于給定電機(jī)的每組參數(shù)，都有一個(gè)單位體積轉(zhuǎn)矩最大的最佳Ds/Do；

隨著永磁體磁能積增大，Ds/Do的最佳比值也將發(fā)生變化，這種變化主要是由于磁負(fù)荷增大，從而Ds/Do最佳值發(fā)生了變化（對(duì)給定的電機(jī)負(fù)荷而言）。為了獲得最大轉(zhuǎn)矩輸出，將單位體積轉(zhuǎn)矩方程對(duì)Ds/Do微分，可得到一個(gè)二次方程，求解轉(zhuǎn)矩關(guān)于Ds/Do的極值進(jìn)一步就可得

5 仿真分析

5.1 靜態(tài)特性

為驗(yàn)證設(shè)計(jì)的合理性，按照所設(shè)計(jì)樣機(jī)尺寸，建立了二維有限元計(jì)算模型。永磁電機(jī)的工作磁場由永磁體和電樞電流共同作用產(chǎn)生，而 MPM電機(jī)采用高磁能積稀土永磁材料，使其在沒有電樞繞組作用下的空載磁場就已經(jīng)非常飽和。因此，在計(jì)算電樞反應(yīng)磁場時(shí)就不得不考慮飽和效應(yīng)。所以，應(yīng)首先分析永磁體和電樞電流單獨(dú)作用時(shí)的磁場，然后再計(jì)算兩者共同作用時(shí)的磁場。圖3為MPM電機(jī)在不同情況下的磁場分布。圖3a是永磁體單獨(dú)作用時(shí)的空載磁場，可見采用Halbach陣列的永磁體，其轉(zhuǎn)軸區(qū)域磁力線很少。圖3b為不考慮永磁磁動(dòng)勢（將永磁體等效為相對(duì)磁導(dǎo)率略大于 1的空氣介質(zhì)）作用，單獨(dú)計(jì)算的電樞反應(yīng)磁場?？梢姡捎跉庀兜刃чL度較大，繞組產(chǎn)生的磁通主要經(jīng)由定子齒頂部分構(gòu)成回路，只有很少一部分作用于轉(zhuǎn)子。圖 3c為永磁體和電樞電流共同作用時(shí)的磁力線分布圖。從圖中可以看出，通電相的定子齒部磁通較密，但轉(zhuǎn)子上的磁力線變化不大，證明了 MPM電機(jī)具有較大槽漏感。圖3d為一相繞組短路時(shí)磁力線分布曲線。從圖中可以看出，短路時(shí)永磁體產(chǎn)生的磁場經(jīng)由槽口處構(gòu)成回路，與相連極比較可知，該相對(duì)應(yīng)的永磁體部分磁力線密度變化不大。因此，短路電流對(duì)永磁體去磁影響很小。

圖3 磁力線分布Fig.3 Flux distributions

圖4為電樞繞組電流分別為166安匝和680安匝時(shí)，在計(jì)及永磁磁場（圖中標(biāo)記為 PM+I）和不計(jì)及永磁磁場（圖中標(biāo)記為 I）時(shí)產(chǎn)生的氣隙磁通密度?？梢?，永磁磁場的存在使得電機(jī)磁場本身就比較飽和。當(dāng)電樞繞組電流較小時(shí)，其電樞反應(yīng)受永磁磁場的影響較小；當(dāng)繞組電流越大，受磁場飽和的影響越大，產(chǎn)生的電樞反應(yīng)磁場與不計(jì)及飽和時(shí)差別加大。

圖4 氣隙磁通密度分布Fig.4 Flux densities at airgap

圖5為MPM電機(jī)的電感特性。比較自感和互感可以看出，MPM電機(jī)的互感很小，近似為零，因此該電機(jī)具有磁路獨(dú)立性強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)。

5.2 短路電流分析

由于短路電流與其電感成反比，電感與繞組匝數(shù)二次方成正比，相反電動(dòng)勢與繞組的匝數(shù)成正比，故理論上短路電流與繞組匝數(shù)成反比。但是，在電機(jī)實(shí)際運(yùn)行中，由于磁場飽和因素，電機(jī)的電感、短路電流與繞組匝數(shù)的比例關(guān)系將會(huì)發(fā)生變化。為了客觀的分析短路電流與繞組匝數(shù)和氣隙磁場以及齒頂高度的關(guān)系，建立了參數(shù)化分析模型，計(jì)算分析了短路電流與繞組匝數(shù)的關(guān)系，其結(jié)果如圖 6所示。進(jìn)一步分析可以得到如下結(jié)論：①短路電流隨繞組匝數(shù)增大而減小，且變化顯著，當(dāng)繞組匝數(shù)大于一定值時(shí)，短路電流隨繞組匝數(shù)增大而減小的趨勢變緩。②增加繞組匝數(shù)提高電負(fù)荷，采取強(qiáng)迫制冷可以大大降低短路電流。③短路電流隨氣隙磁通密度的增加而增大，當(dāng)繞組匝數(shù)較少時(shí)，不同氣隙磁通密度下匝數(shù)與短路電流的關(guān)系曲線近似于一組平行線。④繞組匝數(shù)大于一定值時(shí)，氣隙磁通密度對(duì)短路電流的影響變小。⑤繞組匝數(shù)在某個(gè)范圍內(nèi)短路電流受定子槽尺寸及磁場飽和度的影響最大，這里此范圍為5～25匝。本文的設(shè)計(jì)方案選取繞組匝數(shù)為20匝。

圖5 繞組電感特性Fig.5 Winding inductance

圖6 短路電流與繞組匝數(shù)的關(guān)系Fig.6 The relationship between short-circuit current and turns of coil

圖7為基于時(shí)步有限元法的MPM電機(jī)單相短路計(jì)算，選擇的位置為繞組磁鏈最大處。由圖可見，當(dāng)短路故障發(fā)生時(shí)，短路電流比較大，經(jīng)過約 10個(gè)電周期后趨于穩(wěn)態(tài)，穩(wěn)態(tài)短路電流為 12.9A，在此短路電流下短時(shí)工作是沒有問題的。

圖7 瞬態(tài)短路電流Fig.7 Dynamic short-circuit current

5.3 系統(tǒng)聯(lián)合仿真

為了確保仿真的精度，考慮驅(qū)動(dòng)電路對(duì)電機(jī)磁路的影響，運(yùn)用電路、磁路瞬態(tài)聯(lián)合仿真的方法，對(duì) MPM電機(jī)及其驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)建立了場路耦合的分析模型，如圖8所示。由于所設(shè)計(jì)的樣機(jī)具有正弦反電動(dòng)勢，因此，適用于永磁無刷交流電動(dòng)機(jī)（Brushless AC，BLAC）控制方式[1]。圖9為電機(jī)繞組電流和輸出轉(zhuǎn)矩，可見，采用 BLAC控制的MPM電機(jī)，其轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較小。

圖8 MPM電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)聯(lián)合仿真模型Fig.8 Co-simulation model of MPM motor drive

圖9 聯(lián)合仿真結(jié)果Fig.9 Co-simulated results

6 實(shí)驗(yàn)研究

基于所設(shè)計(jì)的電機(jī)尺寸，制造了一臺(tái)四相MPM電機(jī)的原理樣機(jī)。圖10為MPM樣機(jī)實(shí)物圖，該電機(jī)設(shè)計(jì)參數(shù)見下表。圖11a和11b分別為樣機(jī)的理論和實(shí)測空載反電動(dòng)勢波形：有限元仿真與實(shí)測波形比較，可以看出仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果較為近似，相差甚?。粓D11c為對(duì)實(shí)測反電動(dòng)勢諧波進(jìn)行分析的結(jié)果，可見實(shí)測反電動(dòng)勢最大諧波分量分別為2次和9次諧波，諧波畸變率很小，THD=1.36%。設(shè)計(jì)的MPM電機(jī)的反電動(dòng)勢正弦度非常好，適合于BLAC控制。

表 電機(jī)參數(shù)Tab. Motor parameters

圖10 MPM試驗(yàn)樣機(jī)Fig.10 Prototype MPM motor

圖11 MPM電機(jī)反電動(dòng)勢Fig.11 Back-EMF of MPM machine

7 結(jié)論

本文研究了一種新型永磁無刷電機(jī)，適合于對(duì)連續(xù)運(yùn)行有高要求的驅(qū)動(dòng)領(lǐng)域。在介紹了其結(jié)構(gòu)特點(diǎn)基礎(chǔ)上，分析了容錯(cuò)機(jī)理，重點(diǎn)研究了繞組短路電流的抑制，并根據(jù)最大轉(zhuǎn)矩密度確定了電機(jī)優(yōu)化設(shè)計(jì)參數(shù)。分別運(yùn)用有限元法、系統(tǒng)場路耦合法對(duì)設(shè)計(jì)樣機(jī)進(jìn)行仿真分析，并將仿真結(jié)果與樣機(jī)實(shí)測波形進(jìn)行比較。結(jié)果表明，推導(dǎo)的 MPM電機(jī)設(shè)計(jì)方程、運(yùn)用的分析理論和方法是正確和有效的。本文對(duì) MPM電機(jī)的設(shè)計(jì)與分析為課題組下一階段展開對(duì)該類新型電機(jī)的故障檢測以及容錯(cuò)控制策略的研究打下了基礎(chǔ)。

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