吳金鈴，馮 熳，吳樂南

（東南大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 南京210096）

0 引 言

無線通信系統(tǒng)由于多普勒頻移和收發(fā)頻差等因素，使得接收信號的載波和本地載波不能完全同步，兩者之間產(chǎn)生了一定的偏差［1］。這樣也使得相位發(fā)生較大的變化，從而對解調(diào)性能產(chǎn)生惡性影響，因此在接收機(jī)中通常都應(yīng)該進(jìn)行載波同步和頻偏校正。載波頻偏的估計(jì)在載波同步中不可或缺，較經(jīng)典的算法有非判決輔助載波頻偏估計(jì)算法、數(shù)據(jù)輔助頻偏估計(jì)算法等［2］。

傳統(tǒng)接收機(jī)中載波同步通常采用基于反饋的鎖相環(huán)方式，雖然誤差很小，但同步鎖定較慢。在無線通信系統(tǒng)尤其是一些軍事應(yīng)用領(lǐng)域中，通信端以超乎尋常的速度運(yùn)動，帶來了極大的多普勒頻移，一些通用的克服頻偏的技術(shù)由于糾正范圍不足，已經(jīng)不能適合這些特殊通信的要求。

擴(kuò)展的二元相移鍵控（EBPSK）調(diào)制是一種新的單載波通信體制，比正交頻分復(fù)用（OFDM）那樣的多載波系統(tǒng)具有內(nèi)在的抗頻偏性能，有可能省略頻偏校正模塊直接進(jìn)行可靠通信，在一些特殊的突發(fā)數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中具有較好的應(yīng)用前景。

1 EBPSK調(diào)制解調(diào)器

1 .1 EBPSK 調(diào) 制信號

EBPSK是一種不對稱相位調(diào)制技術(shù)，主要是利用了小角度調(diào)相和短暫的調(diào)制時(shí)間來緊縮發(fā)送頻譜。其統(tǒng)一表達(dá)式定義［3］為：

“0”對應(yīng)的調(diào)制波形

“1”對應(yīng)的調(diào)制波形

式中，T為碼元寬度；fc為載波頻率；τ為相位跳變持續(xù)時(shí)間。設(shè)碼元持續(xù)了N個(gè)載波周期，相位跳變持續(xù)了K 個(gè)載波周期，則T＝N／fc，τ＝K／fc。取K＝2 ，N＝20 ，A＝B＝1 ，θ＝τ，載波頻率為1 MHz 時(shí)，“0”和“1”對應(yīng)的調(diào)制波形分別如圖1 所示。

圖1 K＝2 ，N＝20 ，A＝B＝1 ，θ＝τ，載波頻率為1 MHz 時(shí)EBPSK調(diào)制波形

1 .2 EBPSK 解調(diào)器

如圖2 所示，解調(diào)器分為3 個(gè)部分，即解調(diào)濾波和預(yù)處理、位同步提取和積分判決［4］。其中沖擊濾波器是整個(gè)解調(diào)器的基礎(chǔ)，將在下一節(jié)詳細(xì)討論。

圖2 EBPSK解調(diào)器系統(tǒng)框圖

EBPSK調(diào)制信號經(jīng)過數(shù)字沖擊濾波器后，對幅度取絕對值，如圖3（a）所示，該波形并不規(guī)整，需要在送入數(shù)字鎖相環(huán)（DPLL）之前進(jìn)行預(yù)處理，包括低通濾波、整流和延時(shí)。低通濾波用來取波形的包絡(luò)，整流則將包絡(luò)規(guī)整化為如圖3 （b）所示的碼元波形。該波形延時(shí)后送入DPLL 反復(fù)調(diào)整相位，得到了同步跟蹤上的位同步信息，如圖4（a）所示。為了使位同步信息指導(dǎo)的積分判決性能更好，對位同步信號進(jìn)行占空比整形，如圖4（b）所示。

圖3 解調(diào)濾波和預(yù)處理后的碼元波形

圖4 數(shù)字鎖相法提取位同步

圖5 積分判決輸出

在位同步信息的指導(dǎo)下，對圖3 （a）的波形進(jìn)行積分，結(jié)果如圖5（a）所示，選取適當(dāng)?shù)呐袥Q門限，即可正確解調(diào)出輸入碼元，如圖5（b）所示。

2 EBPSK解調(diào)器的抗頻偏性能分析

為了解調(diào)超窄帶調(diào)制信號，美國人Harold R.Walker 設(shè)計(jì)了零群時(shí)延特性的石英晶體濾波器以保持信號的相位信息［5］，但石英晶體靈活性和穩(wěn)定性差、不易集成，可以考慮用具有一對共軛零、極點(diǎn)的無限沖激響應(yīng)（IIR）數(shù)字濾波器來逼近晶體濾波器的幅頻和相頻響應(yīng)［6］。

圖6 EBPSK調(diào)制信號載波頻率低于濾波器中心頻率

圖7 EBPSK調(diào)制信號載波頻率高于濾波器中心頻率

仿真實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)，如果EBPSK 信號載頻與濾波器中心頻率相等（傳統(tǒng)方法），則EBPSK 的相位跳變被完全抹掉，而如果使EBPSK 載頻略偏于濾波器中頻，則相位跳變信息經(jīng)過濾波后轉(zhuǎn)化為寄生調(diào)幅［6］。

在濾波器零點(diǎn)相角小于極點(diǎn)相角的情況下，若載頻低于濾波器中頻，如圖6 （a）所示，則濾波后調(diào)制波形相位跳變處的幅度明顯高于無跳變處的幅度，如圖6（b）；若載頻高于濾波器中頻，如圖7 （a）所示，則濾波后相位跳變處的幅度明顯小于無跳變處的，如圖7 （b）所示。文獻(xiàn)［7］已經(jīng)對圖6 和圖7 所示的“左凹右凸”現(xiàn)象［6］做了詳盡的分析和解釋。當(dāng)載波頻率處在圖6（a）所示的零、極點(diǎn)對應(yīng)頻率范圍內(nèi)時(shí)，都可以產(chǎn)生如圖6（b）所示的幅度跳變，此即EBPSK 解調(diào)器具有頻偏容忍能力的原因所在。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)中載波頻率為fc，采樣頻率fs＝10fc。讓載頻偏移Δf Hz ，則隨著時(shí)間推移，每個(gè)載波周期的采樣點(diǎn)將發(fā)生偏移，達(dá)到一定程度將會影響幅度跳變值，產(chǎn)生錯(cuò)判。表1 記錄了當(dāng)出現(xiàn)第1 個(gè)碼元錯(cuò)判時(shí)所仿真的碼元個(gè)數(shù)，以此來考察抗頻偏性能。

由表1 可知，頻偏Δf＝0時(shí)，碼元的判決輸出結(jié)果完全正確；Δf＝20 Hz ，即｜△f／fc｜＝0.002 %，當(dāng)仿真到第50010 個(gè)碼元時(shí)，出現(xiàn)第一個(gè)判決錯(cuò)誤，即前50009 個(gè)碼元可以正確判決輸出。當(dāng)EBPSK 信號的其它參數(shù)和條件都不變、載波頻率fc分別為10 MHz和50 MHz 時(shí)，記錄數(shù)據(jù)如圖8 所示。

表1 EBPSK調(diào)制取K＝2 、N＝20 、f c ＝1 MHz 、f s ＝10 MHz 、θ＝π時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖8 抗頻偏性能實(shí)驗(yàn)結(jié)果

由圖8 可知，對于不同的載頻，當(dāng)相對頻偏△f／fc一定時(shí)，誤碼前能正確判決輸出的碼元個(gè)數(shù)基本相似。因此，在突發(fā)通信中即使存在一定的收發(fā)頻差，采用10－4精度普通晶振的EBPSK 電臺至少仍能進(jìn)行可靠的靜止通信，可以省去鎖相環(huán)。但是，隨著頻差加大，可靠通信的突發(fā)數(shù)據(jù)量逐漸減小，故用于移動突發(fā)通信場合還須考慮具體的多普勒頻移大小。

4 結(jié) 論

仿真表明：如不考慮噪聲影響，基于數(shù)字沖擊濾波的EBPSK解調(diào)器至少能容忍10－4以內(nèi)的相對收發(fā)頻差。

［1］ 劉 勤.一種高速移動數(shù)據(jù)突發(fā)通信中的頻偏糾正方法［J ］.電路與系統(tǒng)學(xué)報(bào)，2007 ，12（6）：87－90 .

［2］ 楊寶貴.數(shù)字通信系統(tǒng)中載波頻偏估計(jì)算法初探［J ］.中國科技信息，2009 ，（19）：34－37 .

［3］ 張士凱，吳樂南.EBPSK調(diào)制信號功率譜分析［J ］.電波科學(xué)學(xué)報(bào)，2008 ，23（3）：496－500 .

［4］ 吳金鈴，吳樂南.基于FPGA的EBPSK 解調(diào)器實(shí)現(xiàn)［J ］.數(shù)字技術(shù)與應(yīng)用，2009 ，（11）：17－19 .

［5］ Walker H R.Ultra Narrow Band Modulation Textbook［Z］.2006 .

［6］ 吳樂南，馮 熳，馬 力.一種用于統(tǒng)一二元調(diào)制信號的解調(diào)方法［P］.中國專利：CN101316252 ，2001 .

［7］ 高 鵬，馮 熳，吳樂南.EBPSK調(diào)制信號的特殊濾波響應(yīng)［C］.全國第20 屆計(jì)算機(jī)技術(shù)與應(yīng)用（CACIS）學(xué)術(shù)會議論文集，2009 ，7 ：1018－1024.