(中國西南電子技術研究所，成都610036)

1 引 言

隨著人類進入信息化時代，各種軍民用無線電系統(tǒng)及設備不斷增多,功能也越來越強大，信號形式紛繁復雜，空間的電磁環(huán)境越發(fā)復雜。某些電子系統(tǒng)中，為保證對微弱信號的接收質(zhì)量，要求接收系統(tǒng)具有高靈敏度；另外，工作環(huán)境又要求其具有強的抗干擾能力，因此對接收機的動態(tài)范圍提出了越來越高的要求，即要求接收機的雙音動態(tài)范圍大。接收機的雙音動態(tài)范圍取決于其三階截點的大小，但選用高三階截點器件需以犧牲功耗為代價，因而在設計接收系統(tǒng)時需要多方權衡。文獻[1-7]都是從理論上對接收機的雙音動態(tài)(線性度)與三階互調(diào)截點的關系進行了分析。本文以某工程接收機雙音動態(tài)范圍設計過程為主線,從分析其三階截點大小出發(fā)，合理選擇各級器件，設計了一款大動態(tài)范圍、小功耗射頻接收機。

2 技術指標分析與方案選擇

2.1 雙音動態(tài)范圍分析

接收機的雙音動態(tài)范圍表示在接收機輸入端加頻率很近的兩信號，當輸出三階組合頻率恰好等于有用信號頻率的情況下，輸入信號的下限為靈敏度電平Pin,min，輸入信號的上限Pin,max規(guī)定為此輸入信號在輸出端引起的三階互調(diào)失真分量(IM3)折合到輸入端恰好等于靈敏度電平Pin,min[1]。接收機的三階截點(IP3)越大，相同信號下IM3越小，雙音動態(tài)范圍越大。而接收機的IP3只決定于其本身的非線性特性，與輸入信號幅度無關，所以工程應用上通常用IP3來衡量接收機線性度[3]。

接收機靈敏度電平(Pin，min)、噪聲系數(shù)(NF)、信噪比(SNR)、視頻帶寬(B)、輸入三階截點(IIP3)、最大輸入電平(Pin，max)、基底噪聲(Ft)之間的關系如下式[2]所列：

Pin,min=-174 dBm/Hz+NF(dB)+

10 lgB+(SNR)o,min=Ft+(SNR)o,min

(1)

3Pin,max=2IIP3+Pin,min

(2)

DRf(dB)=[2IIP3(dBm)+Ft(dB)]/3-

[Ft(dB)+(SNR)o,min(dB)]

(3)

根據(jù)本接收機的技術指標要求，將SNR=0、Ft=-125 dBm、NF=5 dB代入式(1)，得到中頻輸出帶寬為25 kHz。

把SNR=0、Ft=-125 dBm、DRf=55 dB代入式(3)，得到輸入三階截點IIP3=-42.5 dBm，同時在70 dB增益的要求下，可計算出此接收機的輸出三階截點OIP3=27.5 dBm。

把Pin,min=Ft=-125 dBm、IIP3=-42.5 dBm代入式(2)，計算出此接收機最大輸入電平Pin,max=-70 dBm。

但接收機的IIP3與各級聯(lián)非線性器件的IIP3之間存在下列關系[2]:

(4)

式中，A1為第一級器件的增益，A2為第二級器件的增益。

式(4)表明：系統(tǒng)的IIP3小于每一級的IIP3，并且前級的增益越大，對后級器件的線性度要求越嚴；系統(tǒng)的IIP3只與最后一級非線性器件的IIP3有關，而與其增益無關。所以在器件的選擇上要考慮前級放大器的增益盡可能小，末級放大器的增益盡可能大。這樣對鏈路中前級非線性器件的要求降低，功耗減小。

2.2 方案選擇

由于輸入頻率范圍接近倍頻程寬帶，為防止諧波、一中頻、鏡頻造成虛假響應，結合系統(tǒng)使用環(huán)境、輸入輸出頻率關系，電路采用三次混頻方案。簡單的電路框圖如圖1所示。

圖1 電路框圖

從接收機的三階截點考慮，圖1電路中，前級的低噪聲放大器主要是保證噪聲系數(shù)不受后級電路的影響；一中、二中放大器主要是抵消混頻器和濾波器的插損；增益主要由三中頻放大器提供。這樣，此接收機對器件三階截點的要求主要集中在末級和末前級的放大器上，可選器件范圍拓寬很多。

3 電路實現(xiàn)及仿真

3.1 電平分配及OIP3的計算

根據(jù)上述分析結果并結合圖1，各級器件的增益、OIP3、噪聲系數(shù)，以及在大、小信號下電平分配關系如表1所示。

表1 電平分配

從表1可以看出，所有器件中三階截點最小的是混頻器，所以三混前在電平分配上一定要保證混頻器在大信號下的線性余量。

3.2 OIP3的仿真計算

把各級器件的噪聲系數(shù)、增益、輸出三階截點參數(shù)代入工具軟件AppCAD，計算結果如圖2所示，此種情況下接收機的輸出三階截點約為31 dBm，雙音動態(tài)范圍約為57 dB。

圖2 三階截點和雙音動態(tài)的計算

3.3 雙音動態(tài)范圍的仿真

參照圖1及圖2，利用ADS仿真軟件搭建原理圖進行諧波平衡仿真。輸入端加了f0+spacing和f0+2×spacing(spacing=50 kHz保證混頻后兩基波均落在帶內(nèi))2個等幅信號，在3個混頻器之后均設有觀測點Vout1、Vout2、Vout3及輸出端Vout，以便觀察其互調(diào)大小，其框圖如圖3所示。

輸入電平設為-70 dBm，仿真得到各觀測點的互調(diào)輸出如圖4所示。因涉及具體工程項目的頻率關系，圖中對頻率作了相應處理。從圖4中可以看出，此時前3個測試點的輸出三階互調(diào)抑制比都很大，而經(jīng)過兩個三中頻放大器后三階交調(diào)抑制比變化很大，但能滿足技術指標要求。由于ADS仿真軟件中視濾波器為無源線性器件，所以輸出的三階交調(diào)抑制上略高于圖2中的計算值。

圖3 仿真電路框圖

圖4 仿真結果

4 結 論

從上述分析可知，要設計雙音動態(tài)范圍大、低功耗寬帶射頻接收機，必須合理分配各級增益，鏈路余量適宜、各級均衡，并著重考慮末級、末前級放大器的三階截點及增益大小。另外，一般在設計接收設備時，視無源濾波器為線性器件，但實際上，當系統(tǒng)動態(tài)范圍要求高時，信道濾波器等無源器件的無源互調(diào)也是需要考慮的因素，設計中應予以重視。

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