基于BCD工藝的低噪聲振蕩器的設(shè)計(jì)*

周媛媛，解光軍

(合肥工業(yè)大學(xué)電子科學(xué)與應(yīng)用物理學(xué)院，合肥 230009)

近年來(lái)，隨著電子產(chǎn)品正在向小型化、便攜式方向發(fā)展， D類音頻功率放大器憑借其小尺寸、高效率、低功耗、低失真等優(yōu)勢(shì)成為市場(chǎng)的需求，得到業(yè)界的普遍認(rèn)可[1]。利用D類功率放大器可以設(shè)計(jì)出更小更薄和更有效率的電子產(chǎn)品，不僅節(jié)約成本，還可延長(zhǎng)便攜式產(chǎn)品電池的工作時(shí)間。

D類音頻功放普遍采用脈沖寬度調(diào)制(PWM)技術(shù)[2]， PWM載波由振蕩器產(chǎn)生。 D類功放為了不失真地反映音頻輸入信號(hào)和降低輸出端的噪聲要求載波頻率必須很穩(wěn)定[3]。然而，振蕩器因噪聲、串?dāng)_、電源電壓變化、溫度變化等因素引起的時(shí)序抖動(dòng)使得振蕩器波形的占空比和頻率不再穩(wěn)定。目前已有許多文獻(xiàn)從溫度和電源電壓的角度提出了頻率穩(wěn)定的振蕩器設(shè)計(jì)方法，在此基礎(chǔ)上，本文從提高電路抗噪能力的角度提出了一種低噪聲頻率穩(wěn)定的振蕩器設(shè)計(jì)。鑒于該振蕩器用于中功率D類音頻功放，最大工作電壓達(dá)到36 V，可工作在開(kāi)關(guān)模式且功耗極低的DMOS高壓功率器件適合作為高壓管，因此采用目前最適合用于制造電源管理、顯示驅(qū)動(dòng)等IC的BCD工藝[4].

1 振蕩器頻率的設(shè)定

D類音頻功放中，振蕩器產(chǎn)生的方波頻率就是脈沖寬度調(diào)制器(PWM)的載波頻率。載波頻率的高低決定了對(duì)輸入音頻信號(hào)的采樣速率和對(duì)輸出濾波器的要求，影響了器件的尺寸、成本及性能。載波頻率較低時(shí)，為了得到不失真的輸出信號(hào)，要求輸出濾波器的截止頻率也較低，這樣就必須增大濾波器的尺寸，從而增加芯片面積，提高成本。根據(jù)采樣定理[5]，如果載波頻率fc與輸入信號(hào)的最高頻率finmax滿足：

那么，用低通濾波器就能不失真地恢復(fù)原信號(hào)。實(shí)際上，為了實(shí)現(xiàn)產(chǎn)品性能和尺寸方面的折衷，一般將fc設(shè)計(jì)為finmax的十倍以上[6]。因此，本設(shè)計(jì)決定將振蕩器的頻率設(shè)計(jì)為300 ～500 kHz之間可調(diào)。

2 電路設(shè)計(jì)

所設(shè)計(jì)的振蕩器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，該振蕩器主要由四部分組成：偏置電流產(chǎn)生電路，三個(gè)比較器，數(shù)字邏輯控制電路和充放電回路。振蕩器輸出方波信號(hào)Vosc是通過(guò)控制電容C1、C2進(jìn)行輪流充放電來(lái)產(chǎn)生的。 Vosc的頻率由偏置電流Ibias、電阻Rosc、電容C1、C2及其充放電電流決定。因此，引起振蕩器時(shí)序抖動(dòng)的噪聲源主要就是偏置電流的噪聲電流、Rosc和C1、C2上的噪聲電壓以及由比較器產(chǎn)生的噪聲電壓。 Rosc和C1、C2上的噪聲電壓主要是由噪聲電流引起的，減小噪聲電流便可降低噪聲電壓。應(yīng)用時(shí)，在Rosc兩端并聯(lián)一個(gè)大電容可以有效消除Rosc的噪聲電壓；因比較器產(chǎn)生的噪聲電壓相對(duì)而言比較小，可將其忽略不計(jì)。

圖1 振蕩器結(jié)構(gòu)框圖

2.1 低噪聲PTAT電流產(chǎn)生電路

傳統(tǒng)的PTAT電流產(chǎn)生電路如圖2(a)所示，它主要由與電源電壓無(wú)關(guān)的偏置電路和三極管組合而成[7]。 MP1～MP3為相同的P管， MN1、MN2為相同的N管， Q1、Q2的管子數(shù)之比為1∶n，可得電流Ibias0的大小為：

可見(jiàn)，在電流Ibias處貢獻(xiàn)噪聲的主要是晶體管Q1、Q2的散粒噪聲和電阻R0的熱噪聲，三者在Q2基極處產(chǎn)生的等效噪聲電壓為[8]：

可得輸出噪聲電流為：

由式(5)可知， 增大n值便可降低噪聲電壓。為了進(jìn)一步降低噪聲電流，一種簡(jiǎn)單的解決方法如圖2(b)所示，僅在圖(a)的基礎(chǔ)上疊加了3個(gè)基極集電極短接的三極管， 依據(jù)上述計(jì)算方法，在圖2(a)(b)中 Ibias電流大小相同的條件下，可得此時(shí)Ibias的噪聲電流為，減少為式(5)的1/4，電路中取n=4，可實(shí)現(xiàn)噪聲電流小于0.5qIbias。

圖2 PTAT電流產(chǎn)生電路

同時(shí)，考慮到該振蕩器工作于大電壓下，取MP1～MP5為高壓P管，漏源耐壓為24 V， MN1、MN2為L(zhǎng)DNMOS管，漏源耐壓為40 V，保證每個(gè)管子在10 ～36 V的電壓范圍內(nèi)不會(huì)被擊穿；為了減小電路對(duì)電源的依賴性， MP1～MP5均采用較長(zhǎng)的溝道長(zhǎng)度[7]；MP2為啟動(dòng)管，使偏置電路在電源上電時(shí)擺脫簡(jiǎn)并偏置點(diǎn)， Iref是由帶隙基準(zhǔn)電路產(chǎn)生的基準(zhǔn)電流，大小為50 μA。值得指出的是，理論上電流Ibias是與溫度成正比，實(shí)際上由于電阻的溫度系數(shù)會(huì)使結(jié)果產(chǎn)生較大的偏差，或?yàn)檎郎囟认禂?shù)或?yàn)樨?fù)溫度系數(shù)甚至有可能為零溫度系數(shù)，所以要正確選擇合適的電阻R0。

2.2 振蕩回路

比較器、數(shù)字邏輯控制電路和充放電回路共同構(gòu)成振蕩回路，電路如圖3所示。

圖3 振蕩回路原理圖

比較器Comp1的輸出信號(hào)V1是整個(gè)振蕩回路的使能信號(hào)， V1為高電平時(shí)有效。為使振蕩器在各種工作條件下(Rosc：25 ～41 kΩ；VDDA：10 ～36 V；Temp：-40 ～150 ℃)均能起振， 必須保證 V0＞Vref，即：

如圖3所示，電路上電時(shí)，由于存在電容Cosc，電壓V0上升比較緩慢， Vref＞V0，電壓比較器Comp1輸出低電平，使能信號(hào)V1為低電平，振蕩器不工作。此時(shí)， V4、V5均為高電平，比較器Comp2、Comp3均輸出低電平， Vosc0處于高阻態(tài)。一旦V0＞Vref，比較器Comp1狀態(tài)發(fā)生翻轉(zhuǎn)，輸出電壓V1為高電平，振蕩器開(kāi)始工作。因V1為高電平， V4仍保持高電平，使V5從高電平變?yōu)榈碗娖剑?MN5管關(guān)斷，電路通過(guò)MP6管對(duì)電容C2進(jìn)行充電，當(dāng)電容C2上的電位V7＞V0時(shí)，比較器Comp3同相端為高電平，輸出電壓V3也為高電平，于是與或非門(mén)G1發(fā)生翻轉(zhuǎn)，電壓V4變?yōu)榈碗娖剑?V5也相應(yīng)地變?yōu)楦唠娖剑?C2通過(guò)MN5放電， V7＜V0，比較器Comp3輸出低電平。 V5電平從高變低又從低變高的這段時(shí)間即為振蕩器周期的一半。因V4為低電平， MN4管關(guān)斷，電路通過(guò)MP7管對(duì)電容C1充電，當(dāng)電容C1上的電位V6＞V0時(shí)，比較器Comp2的同相端為高電平，輸出電壓V2為高電平，因此時(shí)V3為低電平，于是與或非門(mén)G1發(fā)生翻轉(zhuǎn)， V4為高電平， MN4導(dǎo)通， C1通過(guò)MN4放電， V6＜V0，比較器Comp2輸出低電平。因V4為高電平， V1一直為高電平， V5變?yōu)榈碗娖?，到此即為一個(gè)振蕩周期。于是振蕩器又開(kāi)始新一輪的變化，如此循環(huán)反復(fù)，產(chǎn)生方波信號(hào)。振蕩器頻率的計(jì)算公式為(MP5的尺寸是MP7的4倍)：

調(diào)節(jié)電阻Rosc從25 kΩ變化到41 kΩ，可實(shí)現(xiàn)振蕩器頻率從300 ～500 kHz之間變化。

該振蕩器還設(shè)計(jì)了主從工作模式的功能，當(dāng)音頻設(shè)備需要多個(gè)音頻功放共同驅(qū)動(dòng)時(shí)，要求每個(gè)功放的振蕩信號(hào)能保持同步，避免差拍。如圖3所示，將電阻Rosc短接，電路進(jìn)入從屬模式，反之，接上電阻Rosc，電路則工作在主人模式。應(yīng)用時(shí)，將一個(gè)功放設(shè)置為主人模式，其余皆為從屬模式，并將所有功放的Vosc0端接在一起，電路便可實(shí)現(xiàn)同步工作。主人工作模式時(shí)，使能信號(hào)V1為高電平，二選一選擇器Mux21選擇輸出V4， 振蕩器輸出信號(hào)Vosc即為V4；從屬工作模式時(shí)，使能信號(hào)V1為低電平，此時(shí)Vosc0作為電路的輸入信號(hào)，二選一選擇器選擇輸出Vosc0。

3 仿真結(jié)果

電路仿真采用無(wú)錫華潤(rùn)上華(CSMC)0.5 μm BCD工藝模型，仿真環(huán)境為Cadence Spectre.該電路工作電壓范圍為10 ～36 V，典型值為22 V，溫度范圍為-40 ～150 ℃。在典型條件下對(duì)圖2(a)、(b)分別進(jìn)行噪聲分析，得出在1 Hz～20 kHz的范圍內(nèi)，圖2(a)的噪聲電流In，bias為1.02 nA，而圖2(b)僅為0.42 nA，結(jié)果與理論分析接近。

在溫度為27 ℃條件下， 對(duì)偏置電流Ibias0進(jìn)行DC掃描，掃描變量為電源電壓VDDA。仿真波形如圖4所示，電流Ibias0隨VDDA僅變化1.5 μA，實(shí)現(xiàn)了很好的電壓特性。

圖4 Ibias0隨VDDA的變化

在VDDA=22 V， Temp=27 ℃， Rosc=39 kΩ條件下，測(cè)出該振蕩電路的瞬態(tài)響應(yīng)如圖5所示?？梢钥闯?，只有當(dāng)V0＞Vref時(shí)，振蕩器才開(kāi)始振蕩，穩(wěn)定后振蕩頻率約為320 kHz。

對(duì)振蕩器頻率進(jìn)行參數(shù)分析，分析變量為電阻Rocs，掃描范圍為25 ～41 kΩ，固定VDDA為22 V，溫度為27 ℃，分析結(jié)果如圖6所示。可以看出，隨著Rosc變化，振蕩器頻率在305 ～482 kHz之間變化。

圖5 振蕩器的瞬態(tài)響應(yīng)

圖6 振蕩器頻率隨Rosc的變化

對(duì)振蕩器頻率進(jìn)行參數(shù)分析，分析變量分別為VDDA和溫度Temp， VDDA掃描范圍為10 ～36 V， Temp掃描范圍為-40 ～150 ℃， Rosc固定為39 kΩ，分析結(jié)果如圖7所示，該振蕩器具有很好的頻率穩(wěn)定性，隨著電源電壓的變化，頻率變化小于1%；隨著溫度變化頻率的變化也較小，約為8.9%。

圖7 振蕩器頻率隨VDDA和Temp的變化

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種頻率穩(wěn)定的低噪聲振蕩器，采用的是BCD(Bipolar， CMOS， DMOS)工藝，使其能在大電壓下工作。文中提出了一種簡(jiǎn)單的低噪聲PTAT電流電路，降低了振蕩器的噪聲，提高了D類功放系統(tǒng)的性能。該振蕩器具有很高的頻率穩(wěn)定性，通過(guò)調(diào)節(jié)外接電阻，可實(shí)現(xiàn)振蕩器的頻率范圍為300 ～500 kHz，完全滿足中功率D類音頻功放的要求。

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