基于交錯并聯(lián)技術的高頻整流器交流側電流紋波分析

蔡院玲，張 宇，費蘭玲

(華中科技大學電氣與電子工程學院，湖北武漢430074)

隨著社會對電力設備容量和質量的需求日益增加，如何提高電力電子變流裝置的容量并改善其輸出性能是現(xiàn)代電力電子技術重要的發(fā)展方向之一。高頻PWM整流器是目前較為常用的整流裝置之一，它可以使得整流器的功率因數(shù)為1，但是高頻PWM整流器只適用于中低容量場合，在大容量場合，由于受到功率器件開關頻率與損耗的限制，整流器注入到電網(wǎng)中的電流諧波成份將對電網(wǎng)造成較大的污染，因此用6個開關管組成的三相橋整流電路不能滿足大功率場合［1］。近年來，在大功率場合的應用中，多電平、混合拓撲結構、并聯(lián)等多種多重化方法成為擴大整流器輸出容量的有效途徑［2］。

在此背景之下，本文探討了單個整流器與基于交錯并聯(lián)技術的高頻整流器交流側的電流紋波，并以仿真論證了:將交錯并聯(lián)技術應用于高頻整流器時，交流側的電流紋波得到了很好的抑制。

1 交錯并聯(lián)調制方法

圖1 基于交錯并聯(lián)技術的整流器拓撲圖

圖2 交錯并聯(lián)調制方法示意圖

基于交錯并聯(lián)技術的高頻整流器拓撲如圖1所示。交錯并聯(lián)調制方法如圖2所示，整流器1與整流器2的調制波相同，載波移相180°。當開關頻率選得足夠高時，從圖中可見，整流器2的驅動脈波相對于整流器1的驅動脈波滯后半個開關周期，占空比相同。

應用交錯并聯(lián)技術時，每相輸出電流為兩個整流器輸出電流之和，因此交流側總的電流紋波可以抵消一部分，如圖3所示，當占空比為50%時，兩個整流器交流側的電流紋波正好反相，可以完全抵消［3］。

圖3 占空比為0.5時，電流紋波完全抵消

2 單個整流器交流側電流紋波計算

單個整流器拓撲如圖4所示，三相整流的開關狀態(tài)有八種。分別為 000，001，010，011，100，101，110，111。令每個狀態(tài)的作用時間為△t，每種狀態(tài)對應一種等效電路圖，以A相為例，可以計算出相應的A相的交流側電流紋波值。

圖4 單個整流器拓撲圖

圖5 開關狀態(tài)為000時單個整流器等效電路

開關狀態(tài)為011時，等效電路如圖6所示。

圖6 開關狀態(tài)為011時單個整流器等效電路

同理，可列出開關狀態(tài)為 001，010，100，101，110，111下的等效電路，并計算其紋波大小，如表1所示。

表1 八種開關狀態(tài)下單個逆變器交流側紋波大小

令圖4中A相電感壓降為ULf，負載電壓為，A橋臂中點相對于n點的電壓ua1的基波分量為Ua，A相調制波與ua1的基波分量為Ua同相位，則總相量圖如圖7所示。對電感選型時，一般要求在滿載條件下，濾波電感的電壓降不能高于負載電壓的10.5%，令整流器A相輸出功率為Pa，則必須滿足條件:，圖 7 中10.5%，因此 θ的范圍為0°～6°，即可近似認為

圖7 電路相量圖

整流器A相電流紋波最大值發(fā)生在A相調制波過零點處［4］。令調制比為 m，則A相調制波過零點時，A相調制波為0，B相調制波大小為0.865 m，C調制波大小為－0.865 m。如圖8所示，取A相調制波過零點的一個開關周期，分析其開關狀態(tài)，由此計算出電流紋波值。

圖8 A相調制波過零點時一個開關周期內的開關狀態(tài)

在圖8的一個開關周期內va=0，存在四種開關狀態(tài):111，010，110，000。令 Udc=k1va(k≥2)(在不考慮三次諧波注入法等過調制情況下)，計算各個開關狀態(tài)內電流波動值如下(見圖9):

圖9 單個整流器一個開關周期內電流紋波

總的波動值為:

3 基于交錯并聯(lián)的整流器電感紋波計算

考慮到A相調制波大小為－m或m時，電感電流紋波最大［4，5］。故取A相調制波－m時刻計算。A相調制波為m時，BC相分別為 －0.5 m，－0.5 m，此時對應的開關狀態(tài)如圖10所示。

圖10 基于交錯并聯(lián)技術的整流器一個開關周期內開關狀態(tài)

圖10中一個開關周期內存在的開關狀態(tài)有四種(由于對稱性，011－000與000－011看作等效):011－011，000－011，011 －111，000 －111，四種狀態(tài)下均可畫出相應的等效圖，并依據(jù)等效電路圖計算電感紋波。

圖11 交錯并聯(lián)整流器在開關狀態(tài)011－011時等效電路圖

同理，可推導出狀態(tài)000－011，011－111，000－111下輸出電流紋波為:

由于整流器A相電流紋波最大值發(fā)生在A相調制波峰值處［6］，因此在圖中開關周期內，va= － Ua，其中，Ua為va的峰值。令Udc=k2va(k≥2)k2值一般取2～2.2左右。

在兩個開關周期內，電流波動如圖12所示。

圖12 基于交錯并聯(lián)技術的整流器在一個開關周期內的電流紋波

因此電流紋波最大值為:

4 單個整流器與基于交錯式整流器的電流紋波比較

由上面的分析可知，對于單個整流器，交流側輸出電流紋波為:

基于交錯并聯(lián)技術的整流器，交流側輸出電流紋波為:

單個整流器每相只選取一個電感，基于交錯并聯(lián)技術的整流器的每相需要兩個電感，因此，總的經(jīng)濟效益有待進一步分析(電感尺寸、重量、價格等與電感大小的關系。)

選定實驗參數(shù)如下:單個整流器與基于交錯并聯(lián)技術的整流器的總功率均為15 kVA，電感參數(shù)LF，LF1，LF2均為 0.96 mH，電感寄生電阻 Rre為 0.08 Ω，直流母線電壓給定Udc為650 V，三相輸入電源頻率f為50 Hz，負載電阻R為24 Ω，直流母線端電容C為12 000 μF，調制方法均為帶PFC的閉環(huán)SPWM調制，功率因數(shù)為1。則相應的最大電流紋波計算如下。

對于單個整流器交流側電流紋波最大值為:

對于基于交錯并聯(lián)技術的整流器，交流側總的電流紋波最大值為:

5 仿真結果

仿真條件如下:

(1)對于單個整流器功率為15 kVA，電感LF為0.96 mH，電感寄生電阻 Rre為0.08 Ω，直流母線電壓給定Udc為650 V，三相輸入電源頻率f為50 Hz，負載電阻R為28 Ω，直流母線端電容C為12 000 μF，調制方法為帶PFC的閉環(huán)SPWM調制，功率因數(shù)為1。圖13所示為15 kVA單個整流器交流側電感電流 ，圖中電流紋波最大值發(fā)生在電流過零點，即調制波的過零點處。電感電流紋波最大值為12 A。

圖13 15 kVA單個整流器交流側電感電流

(2)基于交錯并聯(lián)技術的整流器功率為:單個整流器功率為15 kVA，單個電感 LF1，LF2均為0.96 mH，電感寄生電阻Rre為0.08 Ω，直流母線電壓給定Udc為600 V，三相輸入電源頻率f為50 Hz，負載電阻R為28 Ω，直流母線端電容 C為12 000 μF，調制方法為帶PFC的閉環(huán)SPWM調制，功率參數(shù)，調制方法均與單個整流器相同。圖14所示為15 kVA基于交錯并聯(lián)整流器交流側A相總電流ia，總的電流紋波最大值為7.7 A。圖15所示15 kVA基于交錯并聯(lián)整流器交流側A相單個整流器電感電流ial。

圖14 15 kVA基于交錯并聯(lián)整流器交流側A相總電流ia

圖15 15 kVA基于交錯并聯(lián)整流器交流側A相電感電流ial

6 結語

本文主要分析了單個高頻整流器以及基于交錯并聯(lián)技術的高頻整流器交流側電流紋波，對兩者進行了分析比較。理論與仿真證明，采用交錯并聯(lián)技術，可以大大減小高頻整流器交流側電流紋波。在大功率應用場合，采用交錯并聯(lián)技術時，單個開關管耐流值可降低一半，在相同的電流紋波要求下，電感的尺寸可以降低40%左右，相應可以提高整個系統(tǒng)的動態(tài)響應時間。

采用交錯并聯(lián)技術時，由于兩個整流器每相的兩個橋臂的調制波相同，載波移相180°，因此，兩個橋臂的驅動不同，兩個橋臂的輸出電壓存在差模分量，差模分量在兩個整流橋臂、電感FF1，F(xiàn)F2間形成環(huán)流。環(huán)流大小與電感大小成反比，在降低電感的同時，會提高環(huán)流大小，環(huán)流會增加開關管電流應力。因此在考慮電感選型的同時，要折衷考慮開關管的電流應力。

［1］陳 堅.電力電子學［M］.北京:高等教育出版社，2004.

［2］王力喬.錯時采樣空間矢量調制技術研究［D］.武漢:華中科技大學博士學位論文，2002.

［3］Michael O’Loughlin，Texas Insstruments.An interteaving PFC Pre-Regulator for High-Power Converters［EB/OL］.http://focus. ti. com/download/trng/docs/seminar/topic5MO.pdf.

［4］Asiminoaei L，Aeloiza E，Kim J H.An Interleaved Active Power Filter with Reduced Size of Passive Components［C］.Proc.APEC＇06，2006.

［5］Asiminoaei L.Shunt Active-Power-Filter Topology Based on Parallel Interleaved Inverters［J］.IEEE Trans on PE，2008，55(3):1175-1189.

［6］吳松榮，許建平，郭世明.開關電源交錯拓撲輸出電流紋波數(shù)學分析［C］.中國電工技術學會電力電子學會第八屆學術年會論文集，2002.