劉教民 李建文 李永剛 楊爭艷 張 軍

（1. 華北電力大學電力系 保定 071003 2. 河北科技大學信息科學與工程學院 石家莊 050018 3. 河北工業(yè)大學計算機科學與軟件學院 天津 300401）

1 引言

負載諧振逆變器是負載諧振為逆變器中功率器件提供零電壓或零電流條件，實現(xiàn)高頻變換器所需的軟開關[1]，可以降低開關損耗，其高頻、高效和高功率密度的特點符合電力電子技術的發(fā)展要求。

大功率負載諧振變換器一般采用全橋結構，分為電壓型諧振逆變器與電流型諧振逆變器[2]。目前通過電壓型諧振逆變器拓撲變化實現(xiàn)高頻、大功率、軟開關的文獻以及負載靈活匹配的研究較多[3-7]。電流型諧振逆變器對功率器件的耐壓耐流水平要求較低，無需短路保護，負載匹配相對簡單，降低了功率器件要求，電路運行更加穩(wěn)定[8]，對其深入研究并加以利用，將具有很高的實用價值。

傳統(tǒng)的電流型諧振逆變器小容性工作狀態(tài)運行時優(yōu)點如下：功率器件關斷時，串聯(lián)二極管承受反壓，使得器件零電壓關斷；同時此工作狀態(tài)下，負載線圈支路的電流上升[9]，有利于有功功率的輸出。但其不足之處在于二極管反向恢復過程中產(chǎn)生的反向恢復電流，將使得另一橋臂開通的功率器件承受一個大的開通浪涌電流，造成要關斷的功率器件過電壓，以致器件擊穿、燒毀，造成主電路運行不穩(wěn)定[10]。解決二極管反向恢復過電壓的問題十分必要。

三階 CLC負載通過串并聯(lián)電容來調節(jié)輸出功率和頻率的大小，使逆變器的輸出功率、頻率范圍變寬[11]。故逆變電路工作在小容性狀態(tài)的容性范圍以及對輸出電流、負載線圈支路電流的影響也是很值得研究和考慮的問題。

本文首先提出一種改進的電流型諧振逆變器，串聯(lián)緩沖電感使功率器件零電流開通；小容性的工作狀態(tài)，使功率器件零電壓關斷；并聯(lián)柵漏極電容上電壓與串聯(lián)二極管的反壓相抵消，抑制反向恢復電流。然后將負載的綜合并聯(lián)諧振頻率單位化，改變功率器件的開關頻率，定量分析輸出電流與負載線圈支路電流的變化范圍，確定負載容性范圍；通過定量分析在同一負載綜合并聯(lián)頻率下，負載電容比例與電流變化范圍的關系，確定合適的電容比例大小，在保證電路穩(wěn)定性的同時，使流過主電路功率器件電流較小，負載線圈上電流較大。

2 改進電流型諧振逆變器及其工作原理

增加納亨數(shù)量級的L1～L4為串聯(lián)緩沖電感和納法數(shù)量級 Cm1～Cm4的柵漏極并聯(lián)電容的改進電流型諧振逆變器拓撲如圖 1所示，VT1～VT4為功率MOS管，VD1～VD4為串聯(lián)快速恢復二極管，L1、R為等效負載線圈的電感、電阻，C1為串聯(lián)電容，C2為綜合并聯(lián)電容，CLC負載匹配，Ld為直流電抗，負載支路C2上電壓為UH。

圖1 改進電流型逆變器拓撲Fig.1 The improved current source resonant inverter

改進電流型逆變器的功率器件開關頻率大于負載的諧振頻率，輸出電壓相位滯后于輸出電流相位，工作在小容性狀態(tài)。半個工作周期由以下5個工作模式組成：

（1）t1～t2，功率 MOS管VT1、VT3導通時，電流id經(jīng)VT1—負載—VT3形成正向電流，負載電壓UH加在功率MOS管VT2、VT4上，柵漏極電容Cm1、Cm3上電壓與驅動源電壓相等箝位，電壓方向為下正上負。

（2）t2時刻，負載中電流為零，負載上的正向電壓還未過零，設其值為u。此時給VT2、VT4施加驅動信號，電感L2、L4上電流不能突變，保證功率MOS管VT2、VT4零電流開通。

（3）t2～t3重疊導通時間中，橋臂短路，橋臂1、3電流開始下降，橋臂2、4電流同時上升，負載上的電壓被限制在 u。到 t3時刻換流結束，橋臂 1、3電流下降到零，橋臂2、4完全導通。

（4）t3～t4，電流id反向，負載電壓從u開始下降，由VD1、VD3承受此反壓，使得功率MOS管VT1、VT3零電壓關斷。此時只要負載電壓 u與驅動源電壓值相等，則Cm1、Cm3鉗位電壓與二極管上承受的反壓相等，使二極管有足夠的反向恢復時間，降低了二極管上的反向恢復電流，關斷不會過電壓。

（5）t4時刻，負載電壓降為零，Cm1、Cm3存儲能量通過功率 MOS管柵源極釋放掉，Cm1、Cm3上電壓降為驅動源電壓零。當下一次VT1開通時，驅動源電壓繼續(xù)給Cm1、Cm3充下正上負電壓，為下一次關斷做好了準備。t4時刻后，負載電壓開始反向增大，加在功率MOS管VT1、VT3上。

半個諧振周期過程中，開關等效電路如圖2所示，驅動信號與負載電壓電流波形如圖3所示。

圖2 諧振半周期各時段等效電路Fig.2 The equivalent circuits of half resonant period

圖3 驅動信號與負載電壓電流波形Fig.3 The curves of driving signal and load current and voltage

在小容性工作情況下，負載電流id的基波分量超前于電壓 uH一個角度φ，其大小為β+γ/2，其中β為反壓角，γ為重疊角；重疊角γ要足夠大來保證主電流不開路，防止直流電抗Ld儲能的泄放。

若逆變器中不加入串聯(lián)電感，柵漏極不加入并聯(lián)電容，則由于換流過程結束時串聯(lián)二極管的反向恢復作用，電路中將會出現(xiàn)一個很大的浪涌開通電流和關斷過電壓，使開關管產(chǎn)生很大的開關損耗。加入串聯(lián)電感、并聯(lián)電容后的改進電流型諧振逆變器保證了功率器件零電流開通，零電壓關斷，實現(xiàn)了軟開關，降低了開關損耗。

3 負載、功率匹配方案

負載槽路的輸入電壓Ud為正弦波，輸入電流Id為矩形波，負載等效電路圖如圖4所示，線圈的等效電感與電阻L、R，串聯(lián)電容C1，綜合并聯(lián)電容C2。

圖4 負載等效電路圖Fig.4 The load equivalent circuit

負載總阻抗為

負載發(fā)生諧振時，有兩種諧振狀態(tài)

且ω1＜ω2。

設逆變器中功率器件的開關頻率為ω，則阻抗隨 變化關系為

當 0＜ω＜ω1時，電路呈容性；當ω1＜ω＜ω2時，電路呈感性；當ω＞ω2，電路又成容性。在諧振點ω1時，相當于右支電路串聯(lián)諧振，阻抗最小，總阻抗最小，逆變器輸出的電流最大，即流過功率器件上的電流也最大，此時負載電路中C2不起任何作用：既不能起到負載匹配的目的，也不能調功。在諧振點ω2，進入綜合并聯(lián)諧振狀態(tài)，此時總阻抗最大，即流過主電路的功率開關管上電流最小，從而降低了功率器件選擇要求[2,11]。所以在應用時，電路選擇工作在綜合并聯(lián)諧振狀態(tài)，此時輸出的有功功率為

電路工作在綜合并聯(lián)諧振狀態(tài)時，當 C1，C2電容值成比例增大（并聯(lián)電容）時，綜合并聯(lián)諧振頻率ω2減小，Q減小，負載有功功率增大；當 C2不變，C1電容值變?。ù?lián)電容）時，ω2增大，Q減小，負載有功功率變大；當C1，C2的并聯(lián)等效電容值不變，即保證ω2不變時，C1/C2＜1時，Q變小，負載有功功率增大；C1/C2＞1時，Q變大，負載有功功率減小，這樣可以靈活的通過改變電容C1、C2的參數(shù)，實現(xiàn)不同功率的輸出。

當C1/C2=1時輸出電流有效值Id與負載線圈支路上的電流有效值I1在單位開關頻率下（ω2/ ω）的關系曲線如圖5所示。

圖5 單位化ω下的I1和Id電流波形Fig.5 Current waveforms of I1，Id versus normalize

從圖5中可看出，當功率器件的開關頻率低于綜合并聯(lián)諧振頻率ω2時，I1逐漸降低，而輸出電流Id逐漸上升，即輸出有功功率降低，功率器件的耐流水平卻要提高，這更進一步說明電路工作的容性狀態(tài)的實用性。當功率器件的開關頻率高于綜合并聯(lián)諧振頻率ω2一定范圍時，I1和 Id都隨開關頻率的升高而升高，而且負載線圈支路的電流上升率高于輸出電流的上升率，從而降低了功率器件選擇要求，同時輸出的功率大。當功率器件的開關頻率很高時，I1和 Id都降低，所以逆變器的最大容性范圍定義在此轉折點。

同一綜合并聯(lián)諧振頻率下，負載線圈支路上的電流有效值I1隨C1/C2的參數(shù)變化的波形如圖6所示。

圖6 I1隨C1/C2比值變化的曲線Fig.6 The curves of I1 under difference C1/C2

從圖 6中可看出，ω2= ω2時，隨著 C1/C2比值的減小，負載線圈槽路的電流I1增加，從而輸出的有功功率增加，與理論分析相符；但當ω＞ω2時，即逆變電路小容性工作時，隨著C1/C2比值的增加，最大容性范圍的轉折點卻在增大，最大的負載槽路電流也在增大，所以在進行負載匹配時，一般選取C1/C2＞1。從另一個角度看，即負載固有的兩種諧振狀態(tài)ω1、ω2差距越大，系統(tǒng)的容性可選擇范圍越大，有利于輸出最大有功功率。

4 實驗驗證

根據(jù)上述分析，在原有400kW/400kHz高頻電流型諧振逆變器電路拓撲上加以改進，取容性角為φ=5°，每個橋臂上并聯(lián)的單MOS管上串聯(lián)一個電感為100nH，柵漏極并聯(lián)電容為33nF。根據(jù)負載參數(shù)的變化規(guī)律，確定負載槽路的主要參數(shù)：負載線圈 L1=0.39μH，R=0.2Ω；串聯(lián)電容 C1=1.32μF，綜合并聯(lián)電容為 C2=0.64μF。改進電流型諧振逆變器上下兩橋臂功率MOS管上的電壓波形如圖7所示，功率 MOS管上的電流波形即輸出電流和負載線圈上槽路上的電流波形如圖8所示。

圖7 上下兩橋臂MOS管上的電壓波形Fig.7 The Voltage waveforms of the two relatively brige

從圖 7中可以看出：在取φ=5°時，上下兩橋臂功率MOS管重疊時間約為70ns, 保證了器件的可靠換流，防止電路開路。在電壓關斷時，有一個平階，是二極管承受的反壓，通過并聯(lián)柵漏極電容上電壓緩沖，從而抑制了關斷過電壓。

圖8 實測I1，Id波形Fig.8 The current waveforms of I1，Id in practice

圖8是C1/C2=2/1負載匹配時，功率MOS管上的電流和負載線圈上槽路上的電流波形，從中可以看出功率 MOS管上的電流有效值約是負載線圈上槽路上的電流有效值的1/10，說明此負載匹配有利于負載有功功率的輸出和降低選取MOS管要求。

5 結論

本文以電流型諧振逆變器為研究對象，通過分析現(xiàn)有逆變器的不足，提出了增加串聯(lián)小電感、柵漏極并聯(lián)小電容的改進電流諧振逆變器，分析了其小容性的工作過程，使功率器件零電流開通、零電壓關斷，降低了二極管反向恢復電流，抑制了關斷過電壓。在此基礎上詳細推導了CLC負載槽路參數(shù)匹配方法，得出電路工作的最大容性范圍，同時選取C1/C2＞1的電容比例，有利于最大有功功率的輸出。最后在原來的高頻電流型諧振逆變器電路上加以改進，根據(jù)負載匹配的方法，選定負載槽路參數(shù)，實驗結果證明理論分析的正確性，具有很好的實用價值。

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