彭繼強(qiáng)，桑會平

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北石家莊050081)

0 引言

定時同步電路是解調(diào)器的關(guān)鍵組成部分，準(zhǔn)確的定時同步可以找到每個碼元的最佳采樣點(diǎn)，是解調(diào)器正常工作的前提，而不準(zhǔn)確的定時同步會導(dǎo)致解調(diào)器性能下降，嚴(yán)重時甚至?xí)?dǎo)致無法完成解調(diào)功能。按實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)不同，定時同步可分為反饋式和前饋式2種方法。

無人機(jī)數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)中的解調(diào)器，常采用反饋式定時同步方法來實(shí)現(xiàn)定時同步，反饋式定時同步是鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，工作穩(wěn)定且定時精確，可以取得較好的解調(diào)性能。經(jīng)以往很多型號的無人機(jī)數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)驗(yàn)證，在無人機(jī)巡航階段，采用反饋式定時同步的解調(diào)器工作穩(wěn)定可靠，性能優(yōu)越，但在無人機(jī)起降階段，偶有發(fā)生解調(diào)器工作不穩(wěn)定的情況。無人機(jī)在起飛和降落階段，距離地面高度較低，跑道周邊地形復(fù)雜，信號反射路徑較多且能量較強(qiáng)，是比較復(fù)雜的多徑信道，接收信號變化很快，在一些極端情況下，反饋式定時同步的鎖相環(huán)受輸入信號相位變化影響頻繁失鎖，且失鎖后重新鎖定時間較長，導(dǎo)致解調(diào)器工作不穩(wěn)定。而前饋式定時同步是開環(huán)結(jié)構(gòu)，能快速跟蹤輸入信號相位變化。因此，設(shè)計(jì)了一種采用前饋式定時同步的解調(diào)器，以解決解調(diào)器在無人機(jī)起降階段工作不穩(wěn)定的問題。

1 反饋和前饋定時同步原理對比

定時同步電路主要包括定時誤差檢測器和內(nèi)插器，定時誤差檢測器估計(jì)輸入序列的定時偏差值，內(nèi)插器根據(jù)定時偏差值對輸入序列進(jìn)行內(nèi)插，得到與接收符號同步的輸出序列。反饋式定時同步與前饋式定時同步的主要區(qū)別在于定時誤差檢測器和內(nèi)插器是否構(gòu)成閉環(huán)結(jié)構(gòu)，如圖1所示。反饋式定時同步是閉環(huán)結(jié)構(gòu)，其結(jié)構(gòu)如圖1(a)所示，內(nèi)插器的輸出反饋到定時誤差檢測器的輸入，定時誤差檢測器估計(jì)殘余的定時誤差，經(jīng)環(huán)路濾波，調(diào)節(jié)NCO的輸出，控制內(nèi)插器進(jìn)行內(nèi)插，這種鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)有較高的環(huán)路增益，定時精確，但鎖相環(huán)跟蹤速度較慢，易受相位變化的影響。前饋式定時同步是開環(huán)結(jié)構(gòu)，所有的信號流向都是前向的，其結(jié)構(gòu)如圖1(b)所示。信號采樣值被直接用于定時誤差估計(jì)，定時誤差換算成內(nèi)插參數(shù)，控制內(nèi)插器輸出，這種開環(huán)結(jié)構(gòu)能快速跟蹤輸入信號相位變化，所以前饋式定時同步適用于對跟蹤速度要求較高的系統(tǒng)，如突發(fā)通信或多徑信道等。根據(jù)無人機(jī)起降階段的信道特點(diǎn)，選擇前饋式定時同步是恰當(dāng)?shù)摹?/p>

圖1 前饋式與反饋式定時同步結(jié)構(gòu)圖

2 前饋定時同步算法選擇和參數(shù)設(shè)計(jì)

前饋式定時同步的設(shè)計(jì)，主要包括定時誤差估計(jì)算法、插值算法的選擇和參數(shù)設(shè)計(jì)。

前饋定時誤差估計(jì)算法可分為數(shù)據(jù)輔助和非數(shù)據(jù)輔助2類。數(shù)據(jù)輔助算法需要在原數(shù)據(jù)流中插入前導(dǎo)序列，增加系統(tǒng)帶寬開銷;非數(shù)據(jù)輔助算法常見的有O＆M算法、WPZ算法和改進(jìn)WPZ算法3種，在高信噪比條件下或估計(jì)長度較長時，3種算法的跟蹤精度差別很小，因此選用運(yùn)算量最小的O＆M定時誤差估計(jì)算法。

O＆M算法將輸入數(shù)據(jù)按L個符號長度分段緩沖進(jìn)行處理，并要求采樣時鐘頻率是符號速率的N倍(N≥4)，則每段數(shù)據(jù)包含LN個采樣點(diǎn)，計(jì)算LN個采樣點(diǎn)的FFT:

式中，εm為O＆M算法估計(jì)出的相位誤差，是符號最佳判決點(diǎn)與第0個采樣點(diǎn)的相對相位偏差，如圖2所示，其取值范圍為

圖2 O＆M算法估計(jì)出的相位誤差

O＆M定時誤差估計(jì)算法的分段緩沖長度L是非常重要的參數(shù)，LN越大，則精度越高，運(yùn)算復(fù)雜度也越高，但對輸入信號相位快速變化的適應(yīng)能力變差。同樣的，采樣頻率倍數(shù)N越大則精度和復(fù)雜度越高。綜合考慮同步性能、工作穩(wěn)定度以及工程實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度等因素，選擇L為1 024個符號，選擇N為4倍，每次定時誤差估計(jì)的采樣點(diǎn)數(shù)LN=4 096。無人機(jī)數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)通常采用10-6精度的晶振，則每段數(shù)據(jù)內(nèi)的定時偏差變化為10-3量級，因此可以認(rèn)為1 024個符號中每個符號的最佳判決點(diǎn)與其第0個采樣點(diǎn)的相對偏差是相同的，整段數(shù)據(jù)可按相同的εm進(jìn)行處理。

內(nèi)插器選擇線性插值算法，線性插值運(yùn)算復(fù)雜度低，也能取得很好的性能，采用4倍符號速率采樣的線性插值器，在誤碼率為10-2和10-6時的Eb/N0損失分別為0.02 dB和0.05 dB［6］?？紤]因果性，線性插值的輸出時刻在符號判決點(diǎn)后面最近的采樣點(diǎn)mk，如圖3所示。

圖3 插值前和插值后的定時相位圖

線性插值算法的計(jì)算式為:

x為插值器輸出，xk為mk點(diǎn)的采樣值，xk-1為mk-1點(diǎn)的采樣值，μk為最佳采樣點(diǎn)與mk-1點(diǎn)的相對位置。mk和μk由相位誤差εm換算得到，換算方法如下:

將定時誤差檢測器輸出的相位誤差εm代入到式(4)和式(5)中計(jì)算，即可得到內(nèi)插系數(shù) mk和 μk。

3 解調(diào)器實(shí)現(xiàn)

解調(diào)器的完整信號處理流程如圖4所示。

圖4 解調(diào)器的信號處理流程圖

ADC以固定的采樣時鐘對輸入中頻信號采樣，經(jīng)數(shù)字正交下變頻，得到IQ 2路基帶信號，該基帶信號的采樣率較高，經(jīng)抽樣和匹配濾波，得到4倍符號速率采樣的基帶信號，其存在定時相位誤差和載波相位誤差，經(jīng)前饋定時同步，消除定時誤差，再經(jīng)載波同步，消除載波相位誤差，恢復(fù)出準(zhǔn)確的基帶信號，經(jīng)幀同步和信道譯碼等處理，輸出解調(diào)數(shù)據(jù)流。其中，匹配濾波采用4倍采樣的滾降系數(shù)α=0.5的平方根升余弦濾波器;前饋定時同步按第2節(jié)的描述進(jìn)行設(shè)計(jì);載波同步采用科斯塔斯環(huán);信道譯碼采用 LDPC(1 280，1 024)譯碼。

解調(diào)器的ADC采樣電路選用Analog Devices公司的模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片AD9230，所有的數(shù)字信號處理在Xilinx公司的現(xiàn)場可編程門陣列芯片XC5VSX95T和TI公司的數(shù)字信號處理芯片TMS320C6455中實(shí)現(xiàn)。

4 性能測試

根據(jù)無人機(jī)在起飛和降落階段的信道模型［2］，選擇萊斯因子為6 dB的萊斯信道，用信道模擬器測試采用前饋定時同步的解調(diào)器在不同信噪比下的誤碼性能。

經(jīng)測試，解調(diào)器能快速鎖定且工作穩(wěn)定，誤碼率曲線如圖5所示，解調(diào)性能良好，而以往采用反饋定時同步的解調(diào)器在此條件下頻繁失鎖，已不能正常工作。

圖5 解調(diào)誤碼率曲線

5 結(jié)束語

介紹了前饋式定時同步的原理，進(jìn)行了前饋式定時同步算法和參數(shù)的具體設(shè)計(jì)，給出了一個采用前饋式定時同步的解調(diào)器設(shè)計(jì)，并進(jìn)行測試。該解調(diào)器經(jīng)實(shí)際驗(yàn)證，功能正常穩(wěn)定，并能取得很好的誤碼性能，滿足了系統(tǒng)的需求。

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