褚慶昕 歐陽(yáng)霄，2 黎志輝

(1.華南理工大學(xué)電子與信息學(xué)院，廣東廣州510640;2.空間微波技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，陜西西安710100)

隨著現(xiàn)代無線通信技術(shù)的飛速發(fā)展，同時(shí)工作在雙頻段的通信系統(tǒng)成為無線通信研究的一個(gè)重要方向，雙頻段通信系統(tǒng)的發(fā)展意味著對(duì)雙頻帶通濾波器的性能要求也將會(huì)越來越高.為了滿足多頻系統(tǒng)的要求，許多學(xué)者進(jìn)行了廣泛的研究［1-7］.雙頻帶通濾波器的設(shè)計(jì)方法主要有2種:(1)通過控制階梯阻抗諧振器的阻抗比來達(dá)到控制基頻和諧波兩個(gè)通帶頻率比的目的［1-3］，但由于第1個(gè)通帶和第2個(gè)通帶的耦合系數(shù)均由同一條物理耦合路徑控制，當(dāng)調(diào)整諧振器之間的物理參數(shù)時(shí)會(huì)同時(shí)影響兩個(gè)通帶的耦合系數(shù)，所以通常很難同時(shí)滿足兩個(gè)通帶指定的帶寬設(shè)計(jì)要求;(2)通過利用兩組工作在不同頻率的諧振器來設(shè)計(jì)雙頻帶通濾波器［4-7］，該方法使用了兩組工作在不同頻率的諧振器，雖然能夠設(shè)計(jì)出獨(dú)立可控的雙頻帶通濾波器，但雙頻帶通濾波器需要占用相對(duì)較大的面積.另外，上述文獻(xiàn)中所設(shè)計(jì)的雙頻帶通濾波器普遍存在濾波器選擇性較差、通帶外抑制不足的缺點(diǎn)，如何在不增加電路面積的前提下提高雙頻帶通濾波器的選擇特性是文中關(guān)注的重點(diǎn).

為了提高濾波器的選擇特性，在通帶外引入有限頻率傳輸零點(diǎn)被認(rèn)為是改善濾波器性能的重要手段.文獻(xiàn)［8-10］中通過混合電磁耦合引入可控的傳輸零點(diǎn)，并通過控制電耦合和磁耦合的疊加使傳輸零點(diǎn)置于通帶的左側(cè)或右側(cè).可控混合電磁耦合方法只需要一條物理路徑即可實(shí)現(xiàn)傳輸零點(diǎn)，與傳統(tǒng)交叉耦合利用兩條物理路徑疊加后的相位差實(shí)現(xiàn)傳輸零點(diǎn)相比，具有諧振器數(shù)量少、電路面積較小等優(yōu)點(diǎn).文獻(xiàn)［11-13］中的濾波器通過輸入和輸出傳輸線之間的間隙耦合，使得信號(hào)從源端到負(fù)載之間多出一條路徑，從而實(shí)現(xiàn)傳輸零點(diǎn)的引入.

為了實(shí)現(xiàn)一個(gè)尺寸小、選擇性能好的雙頻帶通濾波器，文中提出了一種新型的源－負(fù)載耦合的發(fā)夾梳雙頻帶通濾波器設(shè)計(jì)方法:利用兩組擺放方向相反的發(fā)夾梳型諧振器分別設(shè)計(jì)兩個(gè)通帶，每個(gè)通帶的帶寬由諧振器間的耦合系數(shù)控制，兩組諧振器獨(dú)立工作，其中一個(gè)通帶帶寬變化對(duì)另一個(gè)通帶不會(huì)產(chǎn)生影響，所以能夠在不增加濾波器尺寸的前提下做到兩個(gè)通帶性能的獨(dú)立可控;利用兩邊不等長(zhǎng)的發(fā)夾梳型諧振器之間的混合電磁耦合，通過改變耦合段的長(zhǎng)度來實(shí)現(xiàn)傳輸零點(diǎn)位置的改變;采用源－負(fù)載耦合以引入更多的傳輸零點(diǎn)，提高濾波器的選擇性和增加對(duì)阻帶的抑制效果.文中結(jié)合3種方法(混合電磁耦合、源－負(fù)載耦合、抽頭饋電法)設(shè)計(jì)并加工了工作在2.4和5.2GHz的發(fā)夾梳雙頻帶通濾波器，通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的設(shè)計(jì)方法的有效性.

1 雙頻帶通濾波器的原理

文中所提出的源－負(fù)載耦合發(fā)夾梳雙頻帶通濾波器結(jié)構(gòu)如圖1所示，該濾波器由兩組工作在不同中心頻率的半波長(zhǎng)發(fā)夾梳型諧振器組成，諧振單元1和4工作在中心頻率f1處，諧振單元2和3工作在中心頻率f2處，源－負(fù)載耦合通過抽頭饋線之間的交指耦合線實(shí)現(xiàn).

圖1 源－負(fù)載耦合發(fā)夾梳雙頻帶通濾波器的結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Configuration of hairpin-comb dual-band bandpass filter with source-load coupling

1.1 濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2給出了文中所提出的雙頻帶通濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該二階濾波器為對(duì)稱結(jié)構(gòu).如圖2(a)所示，當(dāng)工作在第1個(gè)通帶中心頻率f1時(shí)，只有單元1和4諧振，單元2和3相當(dāng)于負(fù)載.如圖2(b)所示，當(dāng)工作在第2個(gè)通帶中心頻率f2時(shí)，單元2和3諧振，單元1和4不諧振，成為饋線的一部分.由于兩個(gè)通帶分別利用兩組諧振器工作，且輸入輸出端饋線的交指線產(chǎn)生的源－負(fù)載耦合并不會(huì)影響工作頻率，因此，可以分別通過調(diào)節(jié)每組諧振單元的諧振器長(zhǎng)度來實(shí)現(xiàn)兩個(gè)通帶的中心頻率和帶寬的獨(dú)立控制.

圖2 源－負(fù)載耦合發(fā)夾梳雙頻帶通濾波器的耦合結(jié)構(gòu)Fig.2 Coupling structure of hairpin-comb dual-band bandpass filter with source-load coupling

1.2 發(fā)夾梳諧振器

發(fā)夾梳諧振器是構(gòu)成雙頻帶通濾波器的基本單元，諧振單元之間的混合電磁耦合可以通過改變耦合長(zhǎng)度來控制.在保持諧振器總長(zhǎng)為半波長(zhǎng)的前提下，二階發(fā)夾梳雙頻帶通濾波器在不同耦合長(zhǎng)度時(shí)的電磁仿真響應(yīng)如圖3所示.該濾波器的等效電路如圖4所示，其中C1和C2為串聯(lián)電容，Cm和Lm分別為諧振器之間的耦合電容和耦合電感，每個(gè)諧振器的中心角頻率ω0=(LC)－1/2，由串聯(lián)的電容C和電感L決定.因此，可以得到C1=CCm/(Cm－C)，C2=Cm/2.

對(duì)于窄帶濾波器，定義磁耦合系數(shù)Mc和電耦合系數(shù)分別為，在混合電磁耦合濾波器中，總耦合系數(shù)k通常由電耦合系數(shù)Ec及磁耦合系數(shù)Mc計(jì)算得到:因此，當(dāng)電耦合系數(shù)和磁耦合系數(shù)相互抵消時(shí)，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)傳輸零點(diǎn)，并且傳輸零點(diǎn)的頻率fz為

式中，f0為諧振頻率.

圖3 二階發(fā)夾梳雙頻帶通濾波器的電磁仿真響應(yīng)Fig.3 Electromagnetic simulated responses of two-order hairpin-comb dual-band bandpass filter

圖4 二階發(fā)夾梳帶通濾波器的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of two-order hairpin-comb bandpass filter

圖5給出了不同磁耦合系數(shù)時(shí)等效電路的響應(yīng)結(jié)果，可以看出響應(yīng)結(jié)果與電磁仿真結(jié)果(見圖3)相一致，從而證明了該方法的有效性.因?yàn)橹C振單元間的開路端實(shí)現(xiàn)了較強(qiáng)的電耦合，所以可以通過改變諧振單元之間的耦合間隙大小和耦合長(zhǎng)度來實(shí)現(xiàn)所需要的混合電磁耦合.

圖5 不同磁耦合系數(shù)時(shí)等效電路的仿真響應(yīng)曲線Fig.5 Simulated response curves of equivalent circuit at different magnetic coupling coefficients

圖6給出了傳輸零點(diǎn)fz分別位于低阻帶和高阻帶時(shí)耦合系數(shù)與耦合間隙的關(guān)系曲線，可以知道:當(dāng)耦合長(zhǎng)度大于四分之一波長(zhǎng)時(shí)，磁耦合為主耦合，總耦合系數(shù)恒為正數(shù)，且隨著耦合長(zhǎng)度的增加而增大，隨著耦合間隙的增加而減小;當(dāng)耦合長(zhǎng)度小于四分之一波長(zhǎng)時(shí)，電耦合為主耦合，總耦合系數(shù)恒為負(fù)數(shù)，且隨著耦合長(zhǎng)度或耦合間隙的增加而減小.總耦合系數(shù)越接近0，則傳輸零點(diǎn)的位置越靠近中心頻率f0.圖7給出了耦合長(zhǎng)度參數(shù)調(diào)整時(shí)傳輸零點(diǎn)與諧振單元間耦合間隙的關(guān)系曲線.

構(gòu)成第2個(gè)通帶的另一組諧振器同樣也是采用該混合電磁耦合發(fā)夾梳結(jié)構(gòu)，因此具有類似的傳輸零點(diǎn)特性.

圖6 不同長(zhǎng)度l1下耦合系數(shù)與耦合間隙的關(guān)系Fig.6 Relationship between coupling coefficient and coupling spacing at different values of l1

圖7 不同長(zhǎng)度l1下傳輸零點(diǎn)與耦合間隙的關(guān)系Fig.7 Relationship between transmission zero point and coupling spacing at different values of l1

1.3 源－負(fù)載耦合

圖8 不同源－負(fù)載耦合時(shí)濾波器的響應(yīng)Fig.8 Responses of filter with different source-load coupling

源－負(fù)載耦合產(chǎn)生的傳輸零點(diǎn)很難通過數(shù)值計(jì)算得到其位置，但可以通過改變?cè)矗?fù)載耦合參數(shù)對(duì)其位置進(jìn)行分析.圖8給出了不同源－負(fù)載耦合時(shí)濾波器的響應(yīng)曲線，當(dāng)交指線之間的源－負(fù)載耦合不存在時(shí)，因?yàn)槭艿降皖l通帶在4.8 GHz產(chǎn)生的諧波的影響，所以高頻通帶的帶外性能較差.在引入源－負(fù)載耦合后，兩個(gè)通帶之間的阻帶內(nèi)產(chǎn)生了傳輸零點(diǎn)，可以有效抑制第1個(gè)通帶的諧波，通過增加交指線之間的耦合長(zhǎng)度或減小耦合間隙可以達(dá)到增強(qiáng)源－負(fù)載耦合的目的，此時(shí)阻帶內(nèi)的傳輸零點(diǎn)將會(huì)由一個(gè)分裂成兩個(gè).

2 雙頻帶通濾波器的設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證文中方法的有效性，在相對(duì)介電常數(shù)εr=2.55、厚度 h=0.8 mm、正切損耗角 tan δ= 0.0029的介質(zhì)基板上制作雙頻帶通濾波器.該雙頻帶通濾波器的設(shè)計(jì)步驟可以概括如下:

(1)根據(jù)給定的濾波器性能指標(biāo)，推導(dǎo)出各個(gè)通帶的耦合系數(shù)等參數(shù);

(2)通過平行耦合的饋電方式，利用半波長(zhǎng)發(fā)夾梳型諧振器來設(shè)計(jì)高頻通帶;

(3)采用抽頭饋電的方式來設(shè)計(jì)低頻通帶，求出滿足條件的參數(shù);

(4)引入源－負(fù)載耦合，調(diào)節(jié)源－負(fù)載耦合的大小得到所需傳輸零點(diǎn).

根據(jù)上述步驟，設(shè)計(jì)一個(gè)工作在2.4和5.2GHz的帶寬分別為0.06和0.04的雙頻帶通濾波器.根據(jù)指標(biāo)可以分別求出濾波器的參數(shù):輸入端口Q值Qe1=17，輸出端口Q值Qe2=28，第1個(gè)通帶的耦合系數(shù)k1=－0.0980，第2個(gè)通帶的耦合系數(shù)k2=－0.0698;經(jīng)過電磁仿真軟件IE3D優(yōu)化后可以得到濾波器的最終尺寸為:線寬1 mm，l1=22.8 mm，l2= 4.2mm，l3=16.8mm，l4=13.9mm，l5=2.5mm，l6= 2.3mm，l7=5.04 mm，l8=4.25 mm，s1=0.36 mm，s2=0.48 mm，s3=0.75mm，s4=0.30 mm.圖9給出了濾波器的插入損耗(S21)和回波損耗(S11)的測(cè)試和仿真結(jié)果，可以看出S21和S11的測(cè)試結(jié)果和仿真結(jié)果吻合良好.在2.4和5.2 GHz處測(cè)量的插入損耗分別為2.2和2.3 dB.混合電磁耦合產(chǎn)生的兩個(gè)傳輸零點(diǎn)分別位于2.72和5.29 GHz處，源－負(fù)載耦合產(chǎn)生的兩個(gè)傳輸零點(diǎn)分別位于3.88和4.68GHz處，抽頭饋電引入的傳輸零點(diǎn)則位于2.24 GHz處，位于兩個(gè)通帶低阻帶處的傳輸零點(diǎn)是由于微帶發(fā)夾梳諧振器對(duì)稱結(jié)構(gòu)的奇模和偶模相速不一致而產(chǎn)生的.圖10給出了該濾波器的實(shí)物圖，尺寸約為12.9mm×29.0 mm.3種二階濾波器的性能比較如表1所示，其中矩形度.由表1可知，當(dāng)3種雙頻帶通濾波器所設(shè)計(jì)的中心頻率均為2.4和5.2GHz時(shí)，文中所設(shè)計(jì)的濾波器與文獻(xiàn)［5］中的小型雙頻帶通濾波器尺寸接近，均小于文獻(xiàn)［2］中的濾波器尺寸，說明文中設(shè)計(jì)方法能夠明顯改善兩個(gè)通帶的矩形度.

圖9 雙頻帶通濾波器的仿真和測(cè)試結(jié)果Fig.9 Simulated and measured results of the designed dualband bandpass filter

圖10 雙頻帶通濾波器實(shí)物圖Fig.10 Photograph of the designed dual-band bandpass filter

表1 3種二階濾波器的性能比較Table 1 Comparison of performance among three two-order filters

3 結(jié)語(yǔ)

文中提出了一種基于混合電磁耦合發(fā)夾梳型諧振器的雙頻帶通濾波器設(shè)計(jì)方法，分別利用兩組發(fā)夾梳型諧振器來設(shè)計(jì)兩個(gè)獨(dú)立可控的通帶，發(fā)夾梳型諧振器之間的混合電磁耦合可以產(chǎn)生一個(gè)可控的傳輸零點(diǎn).混合電磁耦合與源－負(fù)載耦合的結(jié)合，可以很好地改善雙頻帶通濾波器的阻帶特性，并抑制低頻通帶諧波對(duì)高頻通帶造成的影響.最后設(shè)計(jì)加工了一個(gè)在通帶外具有7個(gè)傳輸零點(diǎn)的雙頻帶通濾波器，并進(jìn)行了試驗(yàn)，理論分析、仿真分析和加工測(cè)試結(jié)果吻合良好，驗(yàn)證了文中設(shè)計(jì)方法的有效性.今后擬將該方法應(yīng)用于三頻及以上帶通濾波器的設(shè)計(jì)中，以滿足多頻無線通信系統(tǒng)對(duì)濾波器不斷提高的要求.

［1］ Wu H W，Yang R Y.A new quad-band bandpass filter using asymmetric stepped impedance resonators［J］.IEEE Microwave WirelessComponentLetters，2011，21(4): 203-205.

［2］ Chu Q X，Chen F C.A compact dual-band bandpass filter using meandering stepped impedance resonators［J］.IEEE Microwave Wireless Component Letters，2008，18 (5):320-322.

［3］ Tang C W，Wu P H.Design of a planar dual-band bandpass filter［J］.IEEE Microwave Wireless Component Letters，2011，21(7):362-364.

［4］ Dai G L，Guo Y X，Xia M Y.Dual-band bandpass filter using parallel short-ended feed scheme［J］.IEEE Microwave Wireless Component Letters，2010，20(6):325-327.

［5］ 褚慶昕，葉亮華，陳付昌.小型雙頻帶通濾波器的設(shè)計(jì)［J］.華南理工大學(xué)學(xué)報(bào):自然科學(xué)版，2010，38(6): 7-10.Chu Qing-xin，Ye Liang-hua，Chen Fu-chang.Design of compact dual-band bandpass filter［J］.Journal of South China University of Technology:Natural Science Edition，2010，38(6):7-10.

［6］ Deng P H，Jheng J H.A switched reconfigurable high-isolation dual-band bandpass filter［J］.IEEE Microwave Wireless Component Letters，2011，21(2):71-73.

［7］ Zhang X Y，Xue Q，Hu B J.Planar tri-band bandpass filter with compact size［J］.IEEE Microwave Wireless Component Letters，2010，20(5):262-264.

［8］ Chu Q X，Wang H.A compact open-loop filter with mixed electric and magnetic coupling［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2008，56(2):431-439.

［9］ Ouyang X，Chu Q X.High-order quasi-elliptic bandpass filters using mixed EM coupling hairpin-comb resonators［J］.Journal of Electromagnetic Waves and Applications，2011，25(14/15):1975-1984.

［10］ Wang H，Chu Q X.A narrow-band hairpin-comb twopole filter with source-load coupling［J］.IEEE Microwave Wireless Component Letters，2010，20(7):372-374.

［11］ Wei C L，Zhu B F，Tang M C.Hexagonal dual-mode filter with four transmission zeros［J］.Electronics Letters，2011，47(3):195-196.

［12］ Deng H W，Zhao Y J，Zhang X S，et al.High rejection quadruple-mode broadband BPF with source-load coupling［J］.Electronics Letters，2011，47(1):37-38.

［13］ 褚慶昕，范莉.具有4個(gè)傳輸零點(diǎn)的源－負(fù)載耦合濾波器［J］.華南理工大學(xué)學(xué)報(bào):自然科學(xué)版，2010，38 (10):14-18.Chu Qing-xin，F(xiàn)an Li.Source-load coupling filter with four transmission zero points［J］.Journal of South China University of Technology:Natural Science Edition，2010，38(10):14-18.