王 坤， 李玉生， 王志剛

(海軍駐大連426廠軍事代表室，遼寧大連 116005)

0 引言

PWM變頻驅(qū)動系統(tǒng)在廣泛應(yīng)用于工業(yè)、農(nóng)業(yè)和軍事等各個領(lǐng)域的同時，能通過功率變換器件對電能進(jìn)行較好的控制，能輸出可變的電壓、電流波形;同時通過改變電機(jī)的定子頻率實現(xiàn)可控調(diào)速，在提高調(diào)速性能的同時，也節(jié)約能源。但與之共存的電磁干擾(Electro Magnetic Interference，EMI)問題也日益嚴(yán)重、備受關(guān)注，如不能得到較好的解決，就會嚴(yán)重降低系統(tǒng)、設(shè)備的運行性能，增加故障，甚至釀成慘?。?-2］。

為解決這些問題，國內(nèi)外很多學(xué)者進(jìn)行了分析研究。如英國諾丁漢大學(xué)的Ran在Saber軟件中建立了時域仿真系統(tǒng)模型，并據(jù)此得到了三種主導(dǎo)模式下的簡化電路模型［3-4］。以A.L Julian為首的學(xué)者從干擾抑制方面入手，根據(jù)“電路平衡”原理提出了一種用于消除三相功率變換器輸出共模電壓的三相四橋臂方案［5］。A Takahashi等人提出一種能完全消除共模電流的有源濾波器，以此來消除PWM電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中傳導(dǎo)EMI中的共模分量［6］。海軍工程大學(xué)孟進(jìn)等人通過對PWM變頻驅(qū)動系統(tǒng)建立傳導(dǎo)干擾的高頻模型，以此來分析系統(tǒng)傳導(dǎo)干擾［7］。本文采用傳導(dǎo)干擾分離網(wǎng)絡(luò)［8-9］，對變頻驅(qū)動系統(tǒng)的共模干擾分布規(guī)律、影響因素進(jìn)行了研究，最后根據(jù)改進(jìn)后的干擾基本模型，對共模干擾抑制方法進(jìn)行了初步探索。

1 研究對象

本文研究對象如圖1所示，三相電網(wǎng)通過LISN給變頻器供電，變頻器后接三相異步電機(jī)。G1、G、G2分別為LISN、變頻器和電機(jī)的接地點，N為變頻器機(jī)殼接地點。整個驅(qū)動系統(tǒng)包括兩個電能變換環(huán)節(jié):AC-DC三相不控整流橋，DC-AC三相PWM逆變橋。因此，系統(tǒng)同時存在兩個干擾源，即整流橋干擾源和逆變橋干擾源。

圖1 PWM變頻驅(qū)動系統(tǒng)

2 干擾分布研究

為研究影響系統(tǒng)共模干擾分布主要因素，首先設(shè)計了不同負(fù)載工況下的試驗，試驗工況如表1所示，其中空載是指負(fù)載發(fā)電機(jī)無勵磁電流，帶載則指發(fā)電機(jī)有額定勵磁電流。測試結(jié)果如圖2所示。試驗數(shù)據(jù)如表2所示。

表1 試驗工況

圖2 不同工作狀態(tài)下，電網(wǎng)側(cè)的共模干擾

表2 部分試驗數(shù)據(jù)

對比表2中數(shù)據(jù)發(fā)現(xiàn)，CM1和CM2在整個頻段上都較為接近，同樣CM3和CM4也有類似現(xiàn)象，這說明工作狀態(tài)對共模干擾無明顯影響，但從CM1和CM3以及CM2和CM4對比來看，僅在個別點有細(xì)微的影響，在整個頻段上基本保持一致。這說明工況對共模干擾分布基本無影響。

由于工況不是影響共模干擾的主要因素，故后文的共模試驗結(jié)論可推廣到其他工況。

為了解系統(tǒng)共模干擾主導(dǎo)源，分別在工況1和整流橋單獨工作時，對電網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)的共模干擾進(jìn)行了測試，得到如圖3～圖5所示的試驗結(jié)果。

圖3 變頻器和整流橋在電網(wǎng)側(cè)共模干擾

圖4 變頻器和整流橋在負(fù)載側(cè)共模干擾

通過圖3可看出，在整個測試頻段上，變頻器產(chǎn)生的共模干擾比整流器產(chǎn)生的共模干擾大30 dB。這說明相對于逆變器而言，整流器產(chǎn)生的共模干擾可忽略不計，電網(wǎng)側(cè)共模干擾主要由逆變器主導(dǎo)。同樣，從圖4可看出，負(fù)載側(cè)的共模干擾也主要由逆變器主導(dǎo)。圖5則直觀地展示了電網(wǎng)側(cè)與負(fù)載側(cè)的共模干擾，可以看出在整個測試頻段上，兩側(cè)的共模干擾基本保持一致。

圖5 變頻器在電網(wǎng)側(cè)與負(fù)載側(cè)共模干擾

3 干擾抑制研究

上文通過試驗比對，得出了共模干擾分布的結(jié)論規(guī)律。下面將根據(jù)干擾模型，分析共模干擾的主要影響因素。圖6是文獻(xiàn)［7］提出的共模干擾模型。其中，V3為整流器共模干擾源，V4為逆變橋共模干擾源;L1、L2為直流母排寄生電感;R5、L5為變頻器出線電感和電阻;R6、L6為變頻器進(jìn)線電阻和電感;Crp、Cip為變頻器對地寄生電容。

圖6 共模干擾等效電路

首先來驗證模型的正確性:從模型中可看出，若要抑制逆變橋產(chǎn)生的共模干擾，則只需切斷負(fù)載側(cè)的共模干擾路徑，即將圖中G2點斷開，則電網(wǎng)側(cè)就不會有逆變橋產(chǎn)生的共模干擾了，而只有整流橋產(chǎn)生的共模干擾。對此，將圖1中地線GG2斷開，分別測試整流橋單獨工作和變頻器工作時電網(wǎng)側(cè)共模干擾，得到圖7的試驗結(jié)果。

由圖7很明顯可看出，變頻器工作時電網(wǎng)側(cè)的共模干擾明顯包含逆變橋的干擾點，且除個別頻點外，在整個測試頻段上比整流橋的大20 dB以上。這充分說明在地線G-G2斷開的情況下，逆變橋的共模干擾還是傳導(dǎo)到了電網(wǎng)側(cè)。故，模型不能較好地解釋這種特殊情況下的共模干擾路徑，為此需要對模型進(jìn)行改進(jìn)。

圖7 斷開G-G2后，電網(wǎng)側(cè)的共模干擾

考慮到變頻器對地寄生電容的分散性，結(jié)合前面分析，提出圖8所示共模干擾模型。其中Z3為電網(wǎng)側(cè)共模干擾等效阻抗，其包含輸入線高頻電感和電阻，以及LISN共模阻抗。Z4為電網(wǎng)側(cè)共模干擾等效阻抗，其包含輸出線上的高頻電感和電阻，以及負(fù)載電機(jī)繞組的共模阻抗。C1為整流橋?qū)Φ仉娙荩珻2為中間直流母線對地電容，C3均逆變橋?qū)Φ仉娙荨．?dāng)斷開G-G2時，此時逆變橋產(chǎn)生的共模電流就會通過電容C3回到電網(wǎng)側(cè)，能較好的解釋圖7中的現(xiàn)象。

圖8 共模干擾模型

由電路理論可知:

式中:IZ3、IZ4——分別為流過Z3、Z4的共模電流;

ZC1、ZC2、ZC3——電容C1、C2、C3的阻抗;

Z(C1+C2)、Z(C2+C3)——電容C1+C2和C2+C3的阻抗。

故只要知道公式中的各項參數(shù)，就可以分析出系統(tǒng)的共模干擾分布。

圖9、圖10是經(jīng)過測量計算后，得到的Z4，ZC1阻抗特性曲線?？梢钥吹剑皖l段ZC1遠(yuǎn)大于Z3、Z4。由于C1、C2、C3為同一量級，其阻抗可近似相等。故式(1)、式(2)可簡化為

圖9 寄生電容C1阻抗ZC1

圖10 負(fù)載阻抗Z4

從式(3)可看出，電網(wǎng)側(cè)與負(fù)載側(cè)共模電流相等，即與圖6中的現(xiàn)象相吻合。同時，還可看到，Z3、Z4應(yīng)該是影響共模干擾的主要因素。因此，直接測試負(fù)載地線斷開的極端情況，即Z4=∞時電網(wǎng)側(cè)的共模干擾電流，測試結(jié)果如圖11中CM7所示，CM1為系統(tǒng)在工況1下，電網(wǎng)側(cè)的共模干擾電流。

可以很明顯地發(fā)現(xiàn)，在10 kHz～2 MHz，CM7都要比CM1小，在10 kHz時差值為-20 dB，隨著頻率的升高，差值逐漸減小，這說明低頻時Z4是共模干擾的主要影響因素，但這種影響作用隨著頻率的升高而逐漸減小。在3.7 MHz后發(fā)生了重疊，這說明此時Z4已經(jīng)對共模干擾無影響了。對于影響范圍頻段的界定，主要由Z4與ZC1、ZC2、ZC3之間的相對大小決定。

圖11 電網(wǎng)側(cè)共模干擾CM1、CM7

同樣可用類似的方法驗證Z3在低頻也是影響共模干擾的主要因素。通過上述模型分析，可以得出在低頻段，影響共模干擾分布的主要因素是阻抗Z3、Z4。

Z3、Z4是影響共模干擾分布的主要因素，則分別比較在電網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)加共模電感和共模電容，對干擾抑制的效果。同樣，假設(shè)在電網(wǎng)側(cè)串聯(lián)電感，使Z3增大為Z3+20 dB;并聯(lián)電容使Z3為Z3-20 dB;負(fù)載側(cè)串聯(lián)電感，使Z4增為Z4+20 dB，并聯(lián)電容使Z4為Z4-20 dB。圖12、圖13是通過式(1)、式(2)計算得出Z3、Z4變化時的共模干擾變化曲線。

圖12 改變阻抗Z3后，U3、U4在電網(wǎng)側(cè)共模干擾

圖13 改變阻抗Z4，U3、U4在負(fù)載側(cè)共模干擾

從圖12可看出，在1.5～6 MHz上加共模電感比加電容的抑制效果要好，而在其他頻段加電容的效果要比加電感的效果好;通過圖13可知，盡管在10～50 kHz上，并聯(lián)電容對U3的抑制效果要好于串聯(lián)電感，結(jié)合U4遠(yuǎn)大于U3的實際情況，從整體來看，在負(fù)載側(cè)加電感的效果要比加電容的效果好。

4 結(jié)語

對于PWM變頻驅(qū)動系統(tǒng)中的EMI研究，是一個十分重要的課題。但目前的大多數(shù)研究局限于仿真分析，考慮因素不夠全面，條件不夠?qū)嶋H。本文通過對實際系統(tǒng)進(jìn)行試驗對比分析，并結(jié)合干擾模型，對干擾抑制措施進(jìn)行理論分析研究，得到如下結(jié)論:(1)系統(tǒng)電網(wǎng)側(cè)與負(fù)載側(cè)的共模干擾均主要由逆變器產(chǎn)生，且兩側(cè)的共模干擾基本一致;(2)對于電網(wǎng)側(cè)的共模干擾抑制，在低頻段并聯(lián)共模電容要比串聯(lián)共模電感效果要好一些;對于負(fù)載側(cè)的共模干擾抑制，則串聯(lián)共模電感的效果要好。

［1］肖芳，孫力，孫亞秀.PWM電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中共模電壓和軸電壓的抑制［J］.電機(jī)與控制學(xué)報，2009，13(3):402-407.

［2］徐德鴻，馬皓.電力電子技術(shù)［M］.北京:科學(xué)出版社，2006.

［3］RAN L，CLARE J C，BRADLEY K J，et al.Conducted electromagnetic emissions in induction motor drive systems part 2:frequency domain models［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，1998，13(4):768-776.

［4］孫力，肖芳.變頻器的電磁兼容與電磁干擾抑制［J］.電力電子，2010(1):63-68.

［5］JULIAN A L，LIPO T A，ORBIT G，et al.Elimination of common-mode voltage in three phase sinusoidal power converters［J］.IEEE Transactions on Power E-lectronics，1999，4(15):982-989.

［6］TAKAHSHI A O，KANAZAWA H，HIRUMA A.Active EMI filter for switching noise of high frequency inverters［C］∥Power Conversion Conference-Nagaoka 1997:331-334.

［7］孟進(jìn)，馬偉明，張磊，等.PWM變頻驅(qū)動系統(tǒng)傳導(dǎo)干擾的高頻模型［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報，2008，28(15):141-146.

［8］王坤，張磊，張向明，等.基于傳輸線變壓器的傳導(dǎo)干擾分離網(wǎng)絡(luò)［J］.電測與儀表，2010，47(11):63-67.

［9］王坤，張磊，胡安琪，等.傳導(dǎo)電磁干擾三相 CM/DM 分離網(wǎng)絡(luò)研究［J］.電力電子技術(shù)，2011，45(3):76-78.