孫 浩 玉

(1.中國石油大學(xué)機電工程學(xué)院，山東青島266580;2.勝利石油管理局鉆井工藝研究院，山東東營257017)

目前，國內(nèi)隨鉆信息的實時傳輸主要通過鉆井液脈沖方式，其理想傳輸速率僅為2～5 bit/s，遠遠不能滿足眾多參數(shù)隨鉆實時快速傳輸要求。美國IntelliServ公司生產(chǎn)出一種基于電磁感應(yīng)耦合原理的高速隨鉆數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，利用鉆桿接頭處的耦合線圈來實現(xiàn)信號的非接觸式傳輸，數(shù)據(jù)沿著鉆桿內(nèi)的信號線經(jīng)過耦合器沿鉆桿逐級進行傳輸，也稱為磁感應(yīng)傳輸系統(tǒng)［1-2］。該系統(tǒng)傳輸?shù)淖罡邔嶒炈俾士蛇_2 Mbit/s、應(yīng)用速率為56 kbit/s，無中繼傳輸可達20～30節(jié)鉆桿，既解決了電磁波、鉆井液脈沖等技術(shù)速率低的問題，又克服了有線傳輸中磨損的缺點，被譽為近25年來鉆井技術(shù)最重大的進步之一。目前，磁感應(yīng)耦合傳輸技術(shù)的具體實現(xiàn)細節(jié)還沒有相關(guān)報道。筆者通過大量的實驗進行初步探索，研制出磁感應(yīng)傳輸?shù)哪M實驗系統(tǒng)，對該傳輸技術(shù)及其信道的頻率特性進行分析與討論。

1 信號的感應(yīng)耦合傳輸原理

磁感應(yīng)耦合原理見圖1，兩個相互靠近的N匝線圈1和2，分別稱為初級線圈和次級線圈，兩個線圈的電感量都為L，初級線圈的電流i1將產(chǎn)生磁通Φ11，其穿過次級線圈的部分稱之為耦合磁通Φ21，未穿過次級線圈的部分稱為漏磁通Φ1n，兩線圈之間磁通相互匝鏈的關(guān)系稱為磁耦合，定義耦合系數(shù)k=Φ21/Φ11，表征兩個線圈耦合的強弱程度。

圖1 感應(yīng)耦合傳輸原理Fig.1 Principle of inductively coupled transmission

由電磁感應(yīng)定律表可知，耦合磁通Φ21的變化將會引起線圈2感應(yīng)電勢的變化，其大小如下:

式中，M為兩個線圈之間互感的大小，M=kL，k為耦合系數(shù)。通過線圈間的電磁感能夠使能量或信號由一個線圈傳遞到另一個線圈中［3-4］，這就是感應(yīng)耦合傳輸?shù)脑?。由于線圈間間隙的存在必然會產(chǎn)生漏磁通Φ1n，信號或能量在傳輸時就會發(fā)生損耗，因此要提高傳輸效率就必須采取措施減小漏磁通。該系統(tǒng)采用磁芯聚攏磁力線來提高耦合系數(shù)k。

實際磁感應(yīng)耦合系統(tǒng)中，用鐵氧體材料制成環(huán)狀磁芯，線圈環(huán)繞在環(huán)狀磁芯的槽內(nèi)并進行密封制成耦合器。耦合器兩端分別裝入鉆桿公接頭的前端和母接頭的臺肩處(鉆桿接頭處要經(jīng)過特殊加工)，鉆桿連接后耦合器兩端的線圈并無直接連接，間距在1～2 mm，鉆桿的對接示意圖參見圖2。耦合線圈1、耦合線圈2分別對應(yīng)圖1中的兩個線圈，電纜用于連接鉆桿兩端的線圈構(gòu)成回路，鉆桿對接以后兩個線圈距離很近，即可實現(xiàn)磁感應(yīng)耦合信號傳輸。

圖2 鉆桿對接示意圖Fig.2 Diagram of drill pipe connections

2 感應(yīng)耦合器的頻率特性

根據(jù)高頻變壓器原理［5］，提出感應(yīng)耦合器電路模型如圖3中虛線框內(nèi)部所示。圖3中，電阻R表示線圈的直流損耗，Rm表示磁芯在高頻下的磁滯損耗和渦流損耗，電容Cs是線圈的分布電容，Cp是變壓器兩線圈之間的雜散電容，L為感應(yīng)耦合器的初級線圈和次級線圈的自感，M為互感。

圖3 感應(yīng)耦合器的電路模型Fig.3 Circuit model of inductive couple

通過實驗驗證，該電路模型在計算諧振頻率時不能采用耦合器單邊的電感L，而是必須通過互感M來計算，這和間隙較大如能量耦合諧振頻率的計算只采用單邊的電感和電容［6-7］是完全不同的，因此該模型只適用于小間隙的信號耦合傳輸。

模型的參數(shù)計算過程十分繁瑣，不同的線圈結(jié)構(gòu)以及磁芯材料其結(jié)果都不相同。采用LCR測試儀進行測量:電感可直接測量，互感采用串聯(lián)法測量;將輸入和輸出端同時短接，測量兩個同名端可得分布雜散電容Cp;分布電容Cs的測量采用外加并聯(lián)電容諧振法［8-9］;磁滯和渦流損耗Rm難以直接測量得到，只能通過實測和仿真對比得到大致的取值范圍。上述的電容和電感值在不同頻率下的測量值會有較大差別，因此要進行分段測量，如在1～3 MHz的頻段內(nèi)，電感L值變化最大從70增大120 μH，耦合系數(shù)k從0.6～0.7變化，分布電容值和雜散電容值變化較小測量值分別為十幾個pF和幾個pF，磁滯和渦流損耗Rm的數(shù)量級在幾十kΩ其取值對模型的計算影響可忽略。

實測和仿真的電路與圖3相同，其中:Us和r分別代表信號源及其內(nèi)阻，輸出電壓的峰值為2 V，RL和CL為采樣探頭的等效阻抗，耦合器的傳輸特性實測曲線如圖4中的實線所示。

由圖4測試曲線可知:信號傳輸?shù)闹C振頻點在2.1 MHz左右，由諧振點計算公式f=1/2π可知，改變模型中電容和電感參數(shù)可調(diào)整諧振頻點，但是模型中電容參數(shù)難以控制，線圈電感的改變相對容易，如:減小耦合器的線圈匝數(shù)來減小電感值，進而獲得更高的諧振頻點來提高傳輸速率，但電感值減小的同時也會降低傳輸效率，因此電感值需兼顧速率和效率兩個方面進行折中，最終要通過實驗效果來決定。

圖4 感應(yīng)耦合器的頻率特性Fig.4 Frequency characteristic of inductive couple

本文通過Pspice軟件對耦合器的傳輸特性進行仿真，并與實測結(jié)果進行比對來修正模型中的各個參數(shù)測量值，最終的仿真曲線如圖4中的虛線所示。

3 磁感應(yīng)傳輸信道的電路模型

3.1 3節(jié)感應(yīng)耦合器的頻率特性

首先對3節(jié)耦合器直接相連構(gòu)成的信道進行了實測和仿真，頻率特性曲線如圖5所示，圖中的曲線1、2和3分別表示1節(jié)、2節(jié)和3節(jié)的輸出頻率特性曲線。

圖5中的測試曲線和仿真曲線基本吻合，說明建立的耦合器電路模型及其修正后的參數(shù)測量值是正確的。從圖中的曲線可以看出，每增加一個耦合器相當于增加了一個LC的諧振回路，因此諧振頻點的數(shù)目與耦合器的個數(shù)是一致的。

此外，信號的傳輸效率即輸出的電壓幅值隨耦合器的節(jié)數(shù)增加而迅速衰減，如3節(jié)耦合器后諧振幅值從6 V降到了1.8 V，顯然信號傳輸?shù)墓?jié)數(shù)是有限的。為了提高信號的傳輸距離，必須對傳輸特性進行補償。

圖5 感應(yīng)耦合器直連的測試曲線Fig.5 Test curve of inductive couple by direct connecting

3.2 磁感應(yīng)耦合的補償方法

針對磁感應(yīng)耦合傳輸?shù)乃p特性，可以采用電容或電感來進行補償，其中電容補償是一種簡單易行的方式。

3.2.1 并聯(lián)電容補償

在圖3所示的耦合器線圈回路中并聯(lián)了一個100 pF的電容，測試結(jié)果參見圖6。

由圖6可見，在感應(yīng)耦合器的線圈上并聯(lián)一個電容后，以3節(jié)信道為例，電路的主諧振峰值由圖5的6 V增大到圖6的10 V，顯著提高了信號的傳輸效率，同時信號傳輸?shù)闹C振頻點由1.95 MHz降到了1.27 MHz。此時信道的頻帶約為1～3 MHz，而頻率小于1 MHz的信號則衰減很大。

圖6 并聯(lián)補償電容的頻率特性Fig.6 Frequency characteristic of parallel capacitance compensation

3.2.2 串聯(lián)電容補償

同理，對磁感應(yīng)耦合回路串聯(lián)了1 nF的電容，串聯(lián)電容補償?shù)膶嶋H測試曲線參見圖7。

圖7 串聯(lián)補償電容的頻率特性Fig.7 Frequency characteristic of series capacitance compensation

圖7中的曲線表明，在每個感應(yīng)耦合器的線圈上串聯(lián)一個電容后，以3節(jié)信道為例，在1.95 MHz頻率處還是一個諧振點，但其幅值沒有得到補償，其余兩個諧振點分別轉(zhuǎn)移到了0.62和0.85 MHz頻率處，且幅值從1.8 V升高到3 V多。

3.2.3 串并聯(lián)電容補償

在耦合器的線圈上同時并聯(lián)和串聯(lián)了電容，并進行了測試，如圖8所示。對比圖5可以看出，以3節(jié)信道為例，主諧振點從1.95 MHz降低到1.4 MHz，但輸出幅值從1.8 V增加到5.8 V。因此，串、并聯(lián)電容同時對信道的幅頻特性起到了補償作用，線圈上的并聯(lián)電容對1 MHz以上諧振點的幅值進行了補償，在線路上的串聯(lián)電容相當于增加了諧振支路，其諧振頻點分布在1 MHz以下。

圖8 電容補償后的頻率特性Fig.8 Frequency characteristic of capacitance compensation

由此，最終得到的磁感應(yīng)傳輸信道電路模型如圖9所示，其中Cq和Ct分別為補償?shù)拇?lián)和并聯(lián)電容，用于連接耦合器的10 m信號傳輸線的損耗可忽略不計。要通過該模型準確獲取實際特性曲線的前提是耦合器的參數(shù)值必須準確，此外輸入和輸出(測試)端的等效阻抗尤其是電容值也必須準確，否則也會極大影響測試和仿真的一致性。

圖9 磁感應(yīng)傳輸信道電路模型Fig.9 Circuit model of magnetic inductive transmission channel

3.3 信道頻率特性實驗

對10節(jié)標準鉆桿進行再加工并安裝了9對耦合器后放入鉆井實驗平臺，每節(jié)鉆桿內(nèi)的信號線用套管密封，補償用的串、并聯(lián)電容密封在耦合器線圈和信號線接頭處，封裝后的單邊耦合器(分別安裝在公、母接頭)以及實驗平臺的照片如圖10所示，鉆井實驗平臺的測試參見圖11。

圖11 鉆井實驗平臺Fig.11 Experimental platform for drilling

在井口發(fā)送信號，信號經(jīng)過10節(jié)鉆桿信號線和9對耦合器后從井下直連出井口用于測試，其輸出的電壓頻域特性如圖12(a)中曲線所示，仿真用的電路模型如圖9所示，仿真曲線如圖12(b)中曲線所示。

由圖中曲線可知，在1.1～1.5 MHz間的幾個諧振頻點的幅值衰減最小，用其作為載波模擬頻率則信號的傳輸效率會最高。實測和仿真曲線相比，丟掉了幾個諧振點而且幅值上也有些差異，一個原因是由參數(shù)不可能完全統(tǒng)一造成的;另外，從仿真曲線上也可看出，諧振回路的增多，使有的諧振點非常不明顯，也會造成在實測掃頻時的遺漏。但從總體上看，實測和仿真曲線基本上是吻合的，因此可以通過建立的電路模型來分析實際信道的頻率特性。

信號通信實驗是采用頻移鍵控(frequency shift keying-FSK)方式，在1.1～1.5 MHz間選取了兩個諧振點作為調(diào)頻的頻點，通信的數(shù)字速率最高可達115.2 kbit/s。由于再加工的鉆桿數(shù)量原因而沒能進行更多節(jié)的實際傳輸實驗，但在進行模擬實驗時信號傳輸可超過20節(jié)。

圖12 磁感應(yīng)傳輸信道的頻率特性Fig.12 Frequency characteristic of magnetic inductive transmission channel

4 結(jié)論

(1)基于磁感應(yīng)傳輸原理制作了耦合器，實現(xiàn)了信號在鉆桿間的非接觸傳輸，在高頻變壓模型的基礎(chǔ)上建立了耦合器的電路模型，通過仿真與實測的相結(jié)合，對模型中的測量參數(shù)進行了修正。

(2)分析了多節(jié)耦合器連接時的信號傳輸特性，得到了每增加一個耦合器就增加一個諧振回路的規(guī)律，進而得到了連續(xù)磁感應(yīng)傳輸信道的電路模型。采用電容補償?shù)姆椒ǎ黾恿酥C振頻點的幅值，提高了信號傳輸效率，但是降低了信號頻帶且犧牲了信號的傳輸速率。

(3)搭建了磁感應(yīng)傳輸系統(tǒng)，驗證了連續(xù)磁感應(yīng)傳輸技術(shù)的可行性，為該技術(shù)的進一步研究奠定了基礎(chǔ)。

(4)國外技術(shù)在數(shù)字速率上已達到2 Mbit/s，超過了課題組用的模擬載波速率，相比之下技術(shù)差距非常明顯，因此在耦合器的結(jié)構(gòu)、磁芯、線圈以及補償?shù)茸罨镜沫h(huán)節(jié)上還需要大量的研究與探索。

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