魯 洪，彭振東

（武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064）

0 引言

混合式斷路器是近年來國內(nèi)外研究的一項熱門課題，從最初基于兩級換流思想構(gòu)成的零電壓開關(guān)、零電流開關(guān)，發(fā)展到現(xiàn)在基于三級換流思想構(gòu)成的零電壓零電流混合式斷路器，其基本原理都是先將電流從機(jī)械開關(guān)轉(zhuǎn)移至由半導(dǎo)體開關(guān)組成的換流回路，然后依靠半導(dǎo)體開關(guān)完成電流的分?jǐn)郲1,2]。從而兼具機(jī)械開關(guān)良好的靜態(tài)特性和半導(dǎo)體器件無弧、快速分?jǐn)嗟膭討B(tài)特性，在一定程度上彌補(bǔ)了傳統(tǒng)機(jī)械斷路器的不足，是未來電力系統(tǒng)保護(hù)設(shè)備的發(fā)展方向。

圖1 P-I-N功率二極管

除了零電流開關(guān)之外，其余混合式斷路器均要依靠機(jī)械開關(guān)開斷時產(chǎn)生的電弧電壓迫使電流向換流回路轉(zhuǎn)移，由于電弧電壓較小，從電路理論可知，要想實現(xiàn)電流的迅速轉(zhuǎn)移，必須盡量減小半導(dǎo)體器件的通態(tài)壓降[3,4]。從已有的文獻(xiàn)來看，基本上都是基于 4層（PNPN）結(jié)構(gòu)的晶閘管、GTO、IGCT或IGBT來實現(xiàn)的[1-4]，與P-I-N功率二極管（圖 1（a））相比，這類器件的通態(tài)壓降比較大，因此筆者正在從事基于功率二極管的三級換流混合式斷路器課題研究。為了提高裝置的電壓等級，混合式斷路器中采用了串聯(lián)二極管組件，但是在試驗研究過程中，經(jīng)常出現(xiàn)二極管失效的情況，究其原因，是因為串聯(lián)二極管的均壓措施未曾處理得當(dāng)所致。盡管關(guān)于半導(dǎo)體器件的串聯(lián)均壓技術(shù)研究已經(jīng)有過許多報道，但是鮮有直接涉及到二極管的，基本都按晶閘管的串聯(lián)分析方法進(jìn)行處理[5]。在混合式斷路器這種特殊的應(yīng)用場合，二極管的暫態(tài)峰值電流和關(guān)斷電流下降率極大，由此引起的二極管反向恢復(fù)過程更加嚴(yán)重，對吸收保護(hù)電路提出了更高的要求。因此有必要對串聯(lián)二極管的反向恢復(fù)暫態(tài)過程進(jìn)行詳細(xì)的分析，研究其差異性對串聯(lián)電壓分布的影響，為二極管組件的優(yōu)化設(shè)計提供理論依據(jù)。

1 二極管的反向恢復(fù)模型

二極管的微觀電荷運動理論表明，由于正向?qū)ㄆ陂g的大電流注入效應(yīng)，使N-區(qū)積累了大量的少數(shù)載流子，在二極管關(guān)斷過程中，這些過剩的載流子無法立即消失，需要通過遷移、擴(kuò)散、復(fù)合等方式逐漸降低濃度[6]。受外電路電感的影響，二極管無法在電流過零時關(guān)斷，而是隨著反向電流對過剩載流子的逐步清除才能逐漸恢復(fù)阻斷狀態(tài)。在這個過程中，反向電流會首先上升到一個峰值 IRM，然后迅速減小到反向飽和值，如圖1（b）所示。

目前二極管模型主要有：功能模型、物理模型和集總電荷模型。功能模型只考慮器件的外部特性，不考慮器件內(nèi)部復(fù)雜的物理過程，仿真速度快，但是精度不夠；物理模型雖然精度很高，然而需要的參數(shù)太多，并且計算速度很慢；集總電荷模型將物理模型進(jìn)行了適當(dāng)?shù)暮喕?，參?shù)提取容易，且精度較高，工程應(yīng)用價值較大。

集總電荷的概念是將電荷存儲區(qū)分為幾個部分，過量的存儲電荷被集中置于每個存儲部分中間的一個節(jié)點中。根據(jù)載流子的微觀運動理論，可得完整的二極管模型如下[7]：

其中，qM為 N-區(qū)存儲電荷，qE為結(jié)邊界存儲電荷，TM為運輸時間，τ為載流子壽命，i為二極管電流，Is為二極管反向飽和電流，v為二極管結(jié)電壓，VT=KT/q為溫度電壓當(dāng)量，k為玻爾茲曼常數(shù)，T為PN結(jié)絕對溫度。

由此在 MatlabSimulink中實現(xiàn)的集總電荷模型如圖2所示，模型以可控電流源為核心部件，通過電壓傳感器采集電流源兩端的實時電壓并傳給控制子系統(tǒng)，控制子系統(tǒng)接收模型參數(shù)和實時電壓值，按照式（1）、（2）、（3）進(jìn)行計算，得到二極管的實時電流值，將該電流值作為可控電流源的控制輸入信號[8]。

2 串聯(lián)二極管的反向恢復(fù)過程

混合斷路器中的串聯(lián)二極管組件實際工作電路及等效電路如圖 3所示，其中 R1=R2=R3和C1=C2=C3分別為二極管D1、D2的吸收電阻和吸收電容，L為電路等效電感， C為預(yù)先充電電容，S為合閘開關(guān)，ir1(t)和ir2(t)分別為D1、D2反向恢復(fù)過程中的等效電流源，i(t)為回路電流，U為反向恢復(fù)時刻電容C上的電壓瞬時值。為了簡化分析，假定反向恢復(fù)電荷Qrr1＜Qrr1，反向峰值電流時刻t1＜t2，D1、D2反向恢復(fù)電流各自按指數(shù)規(guī)律變化，即

圖4 串聯(lián)二極管的電流示意波形

那么在 t1時刻之前，二極管 D1、D2電流均以相同的電流變化率 di/dt=U/L反向增加，兩二極管均維持在低通狀態(tài)；在 t1時刻， D1到達(dá)反向恢復(fù)電流峰值 IRM1；此后在 t1～t3期間，D1開始恢復(fù)反向阻斷能力，電流ir1(t)開始反向減小，但由于D2仍然處于低通狀態(tài)，因此反向電流ir2(t)- ir1(t)將會向C1充電，D1兩端電壓u1(t)開始反向增加，在此瞬態(tài)過程中電容電壓基本為恒定值U，則D2電流將以變化率

到達(dá)峰值IRM3[9]；在t3時刻之后，二極管D1、D2均處于反向阻斷能力恢復(fù)階段，吸收回路中R1、C1、R2、C2將同時作用，抑制二極管兩端的電壓變化率，吸收電感L中的瞬時能量。此過程各電流的示意波形如圖4所示。

若取如圖3（b）所示的參考方向，那么（1）t＜t1時

兩只二極管均未開始恢復(fù)阻斷特性，維持在低通狀態(tài)。

（2）t1≤t＜t2時

（3）t≥t2時

因此先根據(jù)式（6）、（7）求得電流 i(t)后，再由式（8）即可求得恢復(fù)阻斷時二極管兩端電壓u1(t)和u2(t)，然后由式（9）計算電壓差Δu(t)。當(dāng)二極管 D1、D2完全恢復(fù)阻斷能力后，反向電流近似為零，則電阻上電壓為零，電壓u1(t)和u2(t)中只有電容電壓分量。由此可得串聯(lián)兩只二極管完全阻斷時的電壓差為

3 仿真計算驗證

利用課題研究中的試驗參數(shù)對上述串聯(lián)二極管的反向恢復(fù)暫態(tài)過程及其相關(guān)理論分析進(jìn)行了驗證，利用Simulink中建立的集總電荷模型對串聯(lián)二極管的反向恢復(fù)暫態(tài)過程進(jìn)行了仿真。計算和仿真參數(shù)如表1所示，計算和仿真結(jié)果如表2和圖5所示，其中Δt為兩只二極管進(jìn)入反向恢復(fù)阻斷過程的時間差，UP1和 UP2分別為反向恢復(fù)過程中兩二極管的反向電壓峰值。

從計算和仿真結(jié)果可以看出，由于計算時采動態(tài)物理變化過程，并將兩只二極管假設(shè)為兩個單獨的等效電流源，沒有考慮串聯(lián)工作時兩只二極管之間的相互影響，因此與基于能較為準(zhǔn)確反映二極管內(nèi)部載流子運動過程的集總電荷模型仿真結(jié)果相比，計算結(jié)果存在些許誤差，但是誤差均能控制在3%以內(nèi)。

圖5 串聯(lián)二極管仿真電壓電流波形

4 結(jié)論

在串聯(lián)二極管的關(guān)斷過程中，二極管反向恢復(fù)電荷的差異性是導(dǎo)致在反向恢復(fù)暫態(tài)過程以及恢復(fù)阻斷后出現(xiàn)電壓不均的根本原因，穩(wěn)態(tài)阻斷后的電壓差近似等于恢復(fù)電荷差值ΔQrr與吸收電容Cs的比值，而峰值電壓差一般較穩(wěn)態(tài)電壓差略小。

因此為了減小串聯(lián)二極管關(guān)斷時的電壓差，用了較為簡單的指數(shù)恢復(fù)模型，忽略了二極管的應(yīng)盡量挑選恢復(fù)電荷 Qrr一致的器件進(jìn)行串聯(lián)，并適當(dāng)增加吸收電容Cs的容值。

另外，數(shù)值計算結(jié)果與基于MatlabSimulink實現(xiàn)的二極管集總電荷模型仿真結(jié)果保持一致，驗證了文中反向恢復(fù)暫態(tài)分析方法的合理性和有效性。

:

[1]B. Roodenburg, A. Taffone, E. Gilardi,et al. Combined ZVS-ZCS topology for high-current direct current hybrid switches: Design aspects and first measurements[J]. IET Electronic Power Applications,2007, 1(2):183-192.

[2]王晨，張曉峰，莊勁武等.新型混合式限流斷路器設(shè)計及其可靠性分析[J].電力系統(tǒng)自動化，2008，32(12)：61-66.

[3]Polman H, Ferreira J A.Kaanders M, et a1. Design of a bi-directional 600 V/6 kA ZVS hybrid DC switch using IGBTs[J]. IEEE Trans on Power Delivery, 2001,16(2):1052-1059.

[4]Jean-Marc Meyer, Alfred Rufer. A DC hybrid circuit breaker with ultra-fast contact opening and integrated gate-commutated thyristors [J]. IEEE Transactions on Power Delivery, 2006, 21(2):646-651.

[5]Jurg W, Bjorn B. Design of RC snubbers for phase control.www:library.abb.com/GLOBAL/SCOT/scot25 6.nsf/VerityDisplay/0040489C5516CD86C1256B9900 45BDCF/$File/prodinfo.pdf.

[6]維捷斯拉夫.本達(dá).功率半導(dǎo)體器件—理論及應(yīng)用[M].北京：化學(xué)工業(yè)出版社，2004.

[7]Ma C L,Lauritizen P O. A simple power diode model with forward and reverse recovery[J]. IEEE Trans On Power Electron, 1993, 8(4):342—346.

[8]彭振東，任志剛，王華敏. 固態(tài)斷路器中快恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)模型[J].船電技術(shù)，2012，32(3)：55-57.

[9]藍(lán)元良，湯廣福，印永華等.串聯(lián)晶閘管反向恢復(fù)暫態(tài)過程的研究[J].電網(wǎng)技術(shù)，2006，30（16）：16-19.