，，，，

（鄭州大學(xué)電氣工程學(xué)院，河南鄭州 450001）

1 引言

自Z源逆變器［1］提出以后，就得到了人們的極大關(guān)注。由于改進(jìn)了直流側(cè)拓?fù)洌琙源逆變器可使每個(gè)橋臂的上下器件同時(shí)導(dǎo)通。通過這個(gè)直通，達(dá)到了升壓的目的；不需要加入死區(qū)時(shí)間，降低了控制復(fù)雜程度，克服了傳統(tǒng)逆變器的缺點(diǎn)。

為了進(jìn)一步優(yōu)化Z源逆變器的性能，國(guó)內(nèi)外許多學(xué)者對(duì)其進(jìn)行了不懈地研究［2-3］。在Z源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)方面，有改進(jìn)型Z源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)［3］、Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)［4］、開關(guān)電感Z源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)［5］以及開關(guān)電感Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)［6］等。在調(diào)制策略方面，簡(jiǎn)單升壓調(diào)制和最大升壓調(diào)制［3］是應(yīng)用于Z源逆變器的最基本的兩種PWM調(diào)制策略，但是簡(jiǎn)單升壓調(diào)制存在電感電流脈動(dòng)大及開關(guān)器件電氣應(yīng)力大的問題，接著提出的最大升壓調(diào)制雖然克服了簡(jiǎn)單升壓調(diào)制的問題，卻因每個(gè)開關(guān)周期直通時(shí)間不固定引入輸出頻率6倍頻的電流紋波；3次諧波注入法雖然有效解決了以上兩種策略電壓利用率低的問題，但在電壓閉環(huán)控制時(shí)存在調(diào)制波和注入的3次諧波如何同步的問題［7］。

由于以上幾種調(diào)制策略的方式均是高頻三角波與調(diào)制波比較生成PWM波，比較適合模擬電路，不便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，文獻(xiàn)［8］采用的直通矢量分段SVPWM調(diào)制策略不僅便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，并且具有降低開關(guān)頻率和電感電流紋波的特點(diǎn)，可否將該種策略用于開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器以及運(yùn)用該調(diào)制策略需要注意的問題成為本文研究的重點(diǎn)。

本文采用SVPWM調(diào)制策略對(duì)開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器進(jìn)行研究。為了進(jìn)一步了解開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器在SVPWM調(diào)制策略下的特性，分別采用4次直通、6次直通和8次直通SVPWM調(diào)制策略對(duì)其進(jìn)行研究，詳細(xì)分析了其在6次直通SVPWM調(diào)制策略的工作過程、開關(guān)器件狀態(tài)并推導(dǎo)了3種策略下的最大直通占空比。經(jīng)比較分析，可得在一定開關(guān)頻率下，8次直通SVPWM調(diào)制策略的效果要比4次直通、6次直通SVPWM調(diào)制策略好；在低頻情況下，直通次數(shù)多的SVPWM調(diào)制策略要比直通次數(shù)少的效果好，而在高頻情況下，直通次數(shù)對(duì)波形影響不大。

2 開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器

開關(guān)電感型Quasi-Z源逆變器電路拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 開關(guān)電感型Quasi-Z源逆變器電路拓?fù)銯ig.1 Circuittopologyofswitched-inductorQuasi-Z-sourceinverter

由圖1可看出它包括2個(gè)電容（C1和C2），3個(gè)電感（L1，L2和L3）和4個(gè)二極管（Din，D1，D2和D3）。與Quasi-Z源逆變器相比，它用電感（L2和L3）和3個(gè)二極管（D1，D2和D3）替代了原來的一個(gè)電感L2，這樣在啟動(dòng)時(shí)幾乎沒有電流流向主電路，可有效地抑制浪涌電壓［5］。二者的升壓原理相同，均是通過橋臂的直通獲得升壓能力。

3 調(diào)制策略

3.1 簡(jiǎn)單升壓調(diào)制策略和最大升壓調(diào)制策略

由文獻(xiàn)［1-2］可知，最先應(yīng)用于Z源逆變器兩種基本的PWM調(diào)制策略為：簡(jiǎn)單升壓調(diào)制和最大升壓調(diào)制，見圖2。對(duì)于簡(jiǎn)單升壓調(diào)制策略，如圖2左側(cè)部分，直通狀態(tài)的插入方法如下：設(shè)定一個(gè)電壓值Vn，該值大于或者等于正弦波峰值并小于三角載波峰值，當(dāng)三角波的絕對(duì)值大于該電壓值時(shí)，插入直通狀態(tài)；對(duì)于最大升壓調(diào)制策略，如圖2右側(cè)部分，直通狀態(tài)的插入方法是這樣的：以正半軸為例，在每一時(shí)刻找到三相電壓的最大值，并將最大值與三角波相比較，若三角波大于最大值，那么就插入直通狀態(tài)，負(fù)半軸取雙方的絕對(duì)值。這樣就盡可能地增大了直通占空比，但是每個(gè)周期的直通狀態(tài)時(shí)間不是固定的。與簡(jiǎn)單升壓調(diào)制相比，在同等的電流增益下，最大升壓調(diào)制策略的調(diào)制比可以很大，這樣就意味著器件的電氣應(yīng)力將會(huì)減小，但是有利也有弊，最大升壓調(diào)制策略的直通狀態(tài)在Z源網(wǎng)絡(luò)電感中引入了交流輸出頻率6倍頻的電流紋波，增加了對(duì)Z源網(wǎng)絡(luò)無源器件的選擇難度。

圖2 兩種基本的PWM調(diào)制策略Fig.2 Two basic PWM control strategies

3.2 SVPWM調(diào)制策略

空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）作為一種新型的矢量控制技術(shù)，具有電壓利用率高、輸出諧波少、控制方法簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)［1］。該調(diào)制技術(shù)是利用6個(gè)開關(guān)管以一定的方式開通關(guān)斷，形成8種基本工作狀態(tài)，即：100，110，010，011，001，101，111，000（上橋臂開關(guān)管“開”時(shí)，開關(guān)狀態(tài)為1，下橋臂開關(guān)管“開”時(shí)，開關(guān)狀態(tài)為0），利用這8種電壓空間矢量的線性組合可以獲得各種新的電壓矢量。該調(diào)制策略具有電壓利用率高、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、波動(dòng)小等特點(diǎn)。Z源逆變器的SVPWM調(diào)制策略與傳統(tǒng)逆變器的SVPWM調(diào)制策略類似，除了與后者有相同的6個(gè)有效空間矢量和2個(gè)非直通零矢量之外，Z源逆變器空間矢量還有特定的直通零矢量。

3.2.1 直通矢量分段（6次直通）SVPWM調(diào)制策略

文獻(xiàn)［8］采用的直通矢量分段SVPWM調(diào)制策略具有降低開關(guān)頻率和電感電流紋波的特點(diǎn)，本文將其應(yīng)用于開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器。一個(gè)開關(guān)周期的控制信號(hào)見圖3，該調(diào)制策略是在每個(gè)橋臂上下開關(guān)器件換流期間將直通矢量平均分配在每條橋臂中。圖3中陰影部分即為直通的時(shí)刻，一個(gè)周期里有6次直通的開關(guān)狀態(tài)，這樣就把直通零矢量時(shí)間分為6份。由于調(diào)制策略中前半個(gè)周期和后半個(gè)周期是對(duì)稱的，這里以前半個(gè)周期為例，假設(shè)選定的時(shí)刻是第n個(gè)開關(guān)周期，設(shè)

圖3 6次直通SVPWM一個(gè)開關(guān)周期的控制信號(hào)Fig.3 Aswitchingcycle′scontrol signal of six-shoot-through SVPWM

結(jié)合圖3，細(xì)化的半個(gè)周期的工作過程如表1所示。

表1 第1扇區(qū)前半個(gè)周期的工作過程Tab.1 Working process of the first half cycle of the first section

在理想狀態(tài)下，當(dāng)處于直通狀態(tài)時(shí)，由于逆變橋短路，二極管D1和Din關(guān)斷，D2和D3導(dǎo)通，如圖4a所示，電感L1，L2和L3處于充電狀態(tài)，電容C1和C2處于放電狀態(tài)；當(dāng)處于非直通狀態(tài)時(shí)，如圖4b所示，二極管D1和Din導(dǎo)通，D2和D3關(guān)斷，電感L1，L2和L3處于放電狀態(tài)，電容C1和C2處于充電狀態(tài)。由文獻(xiàn)［6］可知，直流輸入電壓Vin、直流母線電壓Vdc和電容電壓VC1的關(guān)系

式中：D為直通占空比。

圖4 等效電路Fig.4 Equivalent circuits

根據(jù)文獻(xiàn)［9］，直通矢量分段SVPWM調(diào)制策略直通時(shí)間T0由于TN/4-T0/3必須大于等于零被限制到3/4TN，而最大直通占空比為Dmax=TN/Ts=為調(diào)制比），這里可取直通占空比為

另外

式中：Van為輸出峰值電壓；Vin為直流輸入電壓。

由式（1）～式（3），可推導(dǎo)出直通矢量分段SVPWM調(diào)制策略直通占空比與直流輸入電壓和輸出峰值電壓的關(guān)系：

式中：0＜Dmax1＜1。

經(jīng)過以上分析研究，發(fā)現(xiàn)直通矢量分段SVPWM調(diào)制策略非常適用于開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器，同簡(jiǎn)單升壓調(diào)制策略和最大升壓調(diào)制策略相比，該種調(diào)制策略可有效降低電氣應(yīng)力、電感紋波并能提高直流母線電壓利用率。

3.2.2 4次直通SVPWM調(diào)制策略

直通矢量分段SVPWM調(diào)制策略是在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)將直通時(shí)間分為6次，在開關(guān)管通斷時(shí)插入?；诖怂悸?，將直通次數(shù)減少，采用4次直通SVPWM調(diào)制策略對(duì)開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器進(jìn)行研究。該調(diào)制策略同6次直通SVPWM調(diào)制一樣，也是在每個(gè)橋臂上下開關(guān)器件換流期間將直通矢量分配在特定的橋臂中。一個(gè)周期里有4次直通的開關(guān)狀態(tài)，這樣就把直通零矢量時(shí)間分為4份。

對(duì)于最大直通時(shí)間，由上節(jié)分析可知，直通矢量分段SVPWM調(diào)制策略直通時(shí)間T0由于TN/4-T0/2必須大于等于零被限制到1/2TN，這里取直通占空比為

由式（1）、式（3）和式（5），可推導(dǎo)出直通矢量分段SVPWM調(diào)制策略直通占空比與直流輸入電壓和輸出峰值電壓的關(guān)系

式中：0＜Dmax0＜1。

同6次直通SVPWM調(diào)制策略相比，4次直通SVPWM調(diào)制策略逆變橋各個(gè)短路和逆變狀態(tài)的時(shí)間更加集中。在具有同等直通時(shí)間情況下，由于4次直通SVPWM調(diào)制一次直通時(shí)間較長(zhǎng)，意味著電容吸收更多的能量，提高了直流母線電壓，進(jìn)而得到較大的輸出電壓。

3.2.3 8次直通SVPWM調(diào)制策略

由于一些因素的影響，以上兩種策略在某些時(shí)刻會(huì)出現(xiàn)逆變器中電感L1和電容C1之間的二極管兩端電壓相等的現(xiàn)象，該種現(xiàn)象直接影響到電容、電感的正常充放電，極易在100，010，001的逆變時(shí)刻發(fā)生，基于此，本文把8次直通SVPWM調(diào)制策略的其中兩次選在100，010，001的逆變時(shí)刻之間插入。

8次直通SVPWM調(diào)制策略可有效防止逆變器中電感L1和電容C1之間的二極管兩端電壓相等的現(xiàn)象，基本消除了直流母線電壓的突降。直通時(shí)間T0由于TN/4-3T0/8必須大于等于零被限制到2TN/3，這里取直通占空比為

由式（1）、式（3）和式（7），可推導(dǎo)出改進(jìn)型SVPWM調(diào)制策略直通占空比與直流輸入電壓和交流峰值電壓的關(guān)系

式中：0＜Dmax2＜1。

下面對(duì)以上3種SVPWM調(diào)制策略的各方面進(jìn)行分析：在開關(guān)頻率方面，半個(gè)周期內(nèi)4次直通SVPWM調(diào)制策略和6次直通SVPWM調(diào)制策略開關(guān)管共切換了3次，而8次直通SVPWM調(diào)制策略開關(guān)管共切換5次，后者是前面兩種的5/3倍；在電感電流紋波方面，4次SVPWM調(diào)制策略在一個(gè)載波周期中有4個(gè)直通狀態(tài)，6次直通SVPWM調(diào)制策略在一個(gè)載波周期中有6個(gè)直通狀態(tài)，改進(jìn)型SVPWM調(diào)制策略有8個(gè)直通狀態(tài)，直通次數(shù)越多，電感的充電頻率越大；電氣應(yīng)力方面，在同等輸入輸出電壓的情況下，電氣應(yīng)力由低到高依次為8次直通，6次直通，4次直通SVPWM調(diào)制策略。

4 仿真結(jié)果

本文搭建了開關(guān)電感型Quasi-Z源逆變器的仿真模型。仿真參數(shù)如下：Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)，L1=L2=L3=1mH，C1=C2=33μF；輸出濾波器，Lf=0.5H，Cf=33μF；輸入直流電壓為300 V，輸出相電壓峰值為170 V，開關(guān)頻率為10 kHz。在相同參數(shù)的情況下對(duì)以上3種SVPWM調(diào)制策略進(jìn)行了仿真對(duì)比，如圖5、圖6和圖7所示。

圖5 4次直通SVPWM調(diào)制策略仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of four-shoot-through SVPWM

圖6 6次直通SVPWM調(diào)制策略仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of six-shoot-through SVPWM

圖7 8次直通SVPWM調(diào)制策略仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of eight-shoot-through SVPWM

圖5～圖 7中，Vdc為直流母線電壓；VC1為 Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)電容C1電壓；IL為Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)電感電流；Van為輸出濾波后三相相電壓。可以看出，在該種開關(guān)頻率下，直通次數(shù)越多，直流母線電壓和電容電壓越小。

此外，又選擇500 Hz（輸出濾波器參數(shù)Lf=0.6H，Cf=30μF）和100 kHz（輸出濾波器參數(shù)Lf=0.4H，Cf=3μF）對(duì)3種SVPWM調(diào)制策略進(jìn)行比較研究。同樣在輸出相電壓峰值為170 V情況下，選取直流母線電壓、電容電壓和電感穩(wěn)態(tài)時(shí)的最大值作為參考，3種調(diào)制策略在3種頻率下各參數(shù)值見表2。由以下數(shù)據(jù)可看出，無論在何種頻率下，4次直通SVPWM調(diào)制策略的電容電壓應(yīng)力和電感電流脈動(dòng)最大，6次直通SVPWM調(diào)制策略的居中，8次直通SVPWM調(diào)制策略的最??；在低頻情況下，直通次數(shù)少的SVPWM調(diào)制策略，其電氣應(yīng)力和電感脈動(dòng)就越大，其效果不如直通次數(shù)多的SVPWM調(diào)制策略好；在高頻情況下，3種調(diào)制策略各參數(shù)差異不是很大。

表2 不同開關(guān)頻率下3種調(diào)制策略的參數(shù)對(duì)比Tab.2 Parameter comparison under different switching frequency of three modulation strategies

5 結(jié)論

本文采用SVPWM調(diào)制策略對(duì)開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器進(jìn)行研究，分析對(duì)比了開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器在4次直通、6次直通和8次直通SVPWM調(diào)制策略下的效果，可得如下結(jié)論：

1）SVPWM調(diào)制策略可用于開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器中；

2）在一定開關(guān)頻率下，8次直通SVPWM調(diào)制策略的效果要比4次直通、6次直通SVPWM調(diào)制策略好；

3）在低頻情況下，直通次數(shù)多的SVPWM調(diào)制策略要比直通次數(shù)少的效果好，而在高頻情況下，直通次數(shù)的多少將不會(huì)引起明顯的效果差異。

關(guān)于直通嵌入次數(shù)方面，除了可考慮采用1次直通SVPWM、2次直通SVPWM對(duì)開關(guān)電感Quasi-Z源逆變器進(jìn)行研究外，也可考慮采用10次直通SVPWM。

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