王嘉義

（西南交通大學(xué)，四川 成都610031）

0 引 言

近年來，太陽能光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電技術(shù)及燃料電池已經(jīng)取得長足發(fā)展，以這些能源為主電源的場合，常需要逆變器將主電源變換為一定電壓、頻率的交流電。

隨著全控型功率器件的高頻調(diào)制技術(shù)的快速發(fā)展和不斷完善，逆變器的發(fā)展趨向于高頻化、模塊集成化和數(shù)字化。但隨著開關(guān)頻率的升高，功率器件的開關(guān)損耗加大，變換器效率降低，EMI現(xiàn)象嚴(yán)重［1］。

為實(shí)現(xiàn)逆變器的高頻化和模塊化，本文分析了一種由高頻隔離反激變換器和工頻逆變?nèi)珮蚣壜?lián)而成的逆變器電路拓?fù)?。該電路拓?fù)涞那凹夒娐吩黾佑性大槲浑娐?，使前級電路中開關(guān)管零電壓開通，并限制其關(guān)斷時(shí)的尖峰電壓。該逆變器的前級和后級的控制方式不同。前級電路采用電壓型控制，在前級輸出側(cè)采樣電壓，簡化了采樣電路，具有控制簡單，易于實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)。后級采用方波驅(qū)動(dòng)開關(guān)管，使全橋電路中的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)工頻切換。該逆變器的兩種控制方式可實(shí)現(xiàn)前級和后級兩個(gè)模塊單獨(dú)控制，具有易于實(shí)現(xiàn)逆變器的模塊化和高頻化等特點(diǎn)。

1 原理與設(shè)計(jì)

1.1 主電路拓?fù)浞治?/h3>

文獻(xiàn)［2］提出了一種新型的單向功率流DC／AC逆變電路拓?fù)洌撾娐酚奢敵龅皖l正弦半波的正激變換器和工頻逆變?nèi)珮蚣壜?lián)而成，如圖1所示。該電路具有拓?fù)浜啙?，控制簡單且易于?shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，但其適用于恒定負(fù)載場合。為改善該電路的負(fù)載適應(yīng)性低的問題，文獻(xiàn)［3］提出一種新穎的雙向功率流DC／AC逆變器電路拓?fù)?，如圖2所示，該拓?fù)湓谡ぷ儞Q器的輸出并聯(lián)了一個(gè)能實(shí)現(xiàn)能量回饋的小功率反激變換器。該電路具有結(jié)構(gòu)簡單，負(fù)載適用性高等優(yōu)點(diǎn)，但需要增加一個(gè)反激變換器，使電路結(jié)構(gòu)和控制復(fù)雜，成本增加。

圖1 單向功率流DC／AC逆變電路拓?fù)洌?］

圖2 雙向功率流DC／AC逆變器電路拓?fù)洌?］

針對以上問題，本文分析了一種由高頻隔離反激DC／DC變換器和工頻逆變?nèi)珮蚣壜?lián)而成的逆變器電路拓?fù)洌鐖D3所示，該電路由圖1中的正激變換器替換為反激變換器而得到。

圖3 反激式DC／AC逆變器電路拓?fù)?/p>

圖3 所示電路拓?fù)溆筛哳l隔離反激變換器和工頻逆變?nèi)珮蚪M成。工作原理：反激變換器的輸出電壓跟蹤一個(gè)低頻正弦半波，使反激變換器的輸出近似于低頻饅頭波，再由逆變?nèi)珮蜻M(jìn)行工頻逆變，使負(fù)載端電壓為正弦波。圖3中，Q1為反激變換電路的主開關(guān)管；Q2、C2、D2、C3和D3組成有源箝位電路，以限制變壓器的漏感尖峰電壓，并實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓導(dǎo)通；Q1與Q2的驅(qū)動(dòng)信號為高頻信號，且兩者互補(bǔ)；VS1與VS4的驅(qū)動(dòng)信號為工頻且占空比為0.5的方波信號，兩者相同；VS2與VS3的驅(qū)動(dòng)信號相同，且與VS1的驅(qū)動(dòng)信號互補(bǔ)。

1.2 控制方式分析

該逆變器的主電路拓?fù)溆筛哳l隔離反激變換器和低頻逆變?nèi)珮蚣壜?lián)而成，所以需要兩種不同的控制電路。反激式逆變器的控制結(jié)構(gòu)示意圖如圖4所示。前級采用電壓型控制，后級全橋電路的開關(guān)管進(jìn)行工頻切換，所以后級只需兩個(gè)互補(bǔ)的方波即可實(shí)現(xiàn)控制。

圖4 反激式逆變器的控制結(jié)構(gòu)示意圖

圖5 等效的系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)示意圖

圖6 電壓型控制的系統(tǒng)方框圖

在不考慮有源箝位電路的情況下，假如全橋電路中開關(guān)管工頻切換時(shí)互補(bǔ)的兩個(gè)驅(qū)動(dòng)信號不存在死區(qū)，則反激變換器的輸出始終與電阻負(fù)載相連，因此可將后級全橋電路和負(fù)載電阻R等效為一個(gè)等效電阻Req，從而分析系統(tǒng)的控制方式。圖5為等效的系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)示意圖，從圖中可知，系統(tǒng)采用電壓型控制方式。

圖5中采樣反激變換器的輸出電壓UFO，電壓采樣網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)為H（s），采樣后的電壓與參考電壓進(jìn)行比較，得到誤差信號Ue，Ue經(jīng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得到控制信號Uc，Uc作為PWM調(diào)制器的一個(gè)輸入信號，與三角載波進(jìn)行比較，得到脈沖信號d，脈沖信號經(jīng)過功率開關(guān)管驅(qū)動(dòng)器來驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q1。

對圖5的控制結(jié)構(gòu)示意圖建立數(shù)學(xué)模型［4］，可得到系統(tǒng)的電壓型控制方框圖，如圖6所示。其中，vref（s）為參考電壓象函數(shù)；ve（s）為誤差信號象函數(shù)；Gc（s）為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)；vc（s）為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸出象函數(shù)；GM（s）（＝1／UM）為 PWM 的傳遞函數(shù)，UM為PWM中三角載波的幅值；d（s）為占空比象函數(shù)；Gvd（s）為反激變換器的控制—輸出傳遞函數(shù)；vFO（s）為反激變換器的輸出電壓象函數(shù)；H（s）（＝K）為電壓采樣網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)。

建立反激變換器工作于DCM的小信號模型，可得：

式中，n為變壓器的副邊繞組匝數(shù)／原邊繞組匝數(shù)；D2Ts為開關(guān)管Q1的關(guān)斷時(shí)間；TS為開關(guān)管Q1的工作周期；Ug為輸入電壓；Lm1為變壓器的勵(lì)磁電感量；ωp1為Gvd（s）的一個(gè)極點(diǎn)。

式（1）為理想情況下Gvd（s）的表達(dá)式，若考慮電容C1的串聯(lián)電阻等非理想情況，可得：

式（2）中，ωzo和ωp分別為Gvd（s）的零點(diǎn)和極點(diǎn)。

由圖6可知，Gc（s）與成正比，而GM（s）＝1／UM，所以Gc（s）與成正比，即G（s）存在c一個(gè)零點(diǎn)ωp和極點(diǎn)ωzo。

因此系統(tǒng)控制器中的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以采用單級點(diǎn)—單零點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。

實(shí)際的電路設(shè)計(jì)中，系統(tǒng)的電壓控制方式只需一個(gè)芯片SG3525即可實(shí)現(xiàn)，反激變換電路中開關(guān)管Q1（Q2）通過驅(qū)動(dòng)芯片IR2117（IR2118）來驅(qū)動(dòng)。

2 實(shí) 驗(yàn)

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的主電路參數(shù)：Po＝100 W，Ug＝30 V，C＝4 700μF，C1＝0.2μF，C2＝0.022μF，Q1為IXTQ100 N25，Q2為IRF740，D1為 RHRP8120，VS1、VS2、VS3和 VS4為IRF460，C3＝0.1μF，Cf＝0.47μF，Lf1＝Lf2＝560μH，R＝500Ω。

實(shí)驗(yàn)中得到圖7和圖8所示的實(shí)驗(yàn)波形。圖7為反激變換器的輸出電壓UFO和輸出電流IFO波形，圖中UFO近似于饅頭波，每個(gè)饅頭波的起始和結(jié)束時(shí)刻電壓并非按正弦規(guī)律變化，在過零點(diǎn)處電壓波形發(fā)生畸變。以電壓UFO在0～10 ms時(shí)的波形為例來分析，0～0.8 ms時(shí)電壓為0，0.8 ms～1.6 ms時(shí)電壓從0快速增加到100 V左右，1.6 ms～9.2 ms時(shí)電壓波形近似于饅頭波，9.2 ms～10 ms時(shí)電壓從40 V降到0。

圖7 反激側(cè)的輸出電壓U FO和輸出電流I FO的波形

圖8 逆變器的輸出電壓U O和電流I O

圖8 所示為逆變器的輸出電壓UO和電流IO，UO的有效值為217 V，UO波形在過零點(diǎn)存在畸變。IO的有效值為0.411 A，IO也在過零點(diǎn)存在畸變。

從實(shí)驗(yàn)波形可知，UFO、IFO、UO和IO的波形在過零點(diǎn)處存在畸變。其產(chǎn)生的主要原因有：①控制器主要的控制目標(biāo)是控制反激電路側(cè)的輸出電壓UFO跟蹤一個(gè)正弦半波參考信號，但實(shí)際中，由于系統(tǒng)存在延時(shí)，控制器中誤差信號經(jīng)過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)調(diào)節(jié)后，得到的正弦半波控制信號存在相位偏差等原因，使UFO無法快速準(zhǔn)確的跟蹤正弦半波參考信號；②實(shí)驗(yàn)采用芯片SG3525進(jìn)行反激變換電路的電壓型控制，但該芯片的PWM調(diào)制器中載波為鋸齒波，其變換范圍為0.84 V～3.36 V，而控制器中誤差信號經(jīng)過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)調(diào)節(jié)后，得到近似于正弦半波的控制信號，當(dāng)控制信號的取值小于0.84 V時(shí)，輸出的PWM信號為0，即有占空比為0，輸出電壓為0；③全橋電路中開關(guān)管工頻切換，使得C1上的電壓可能發(fā)生變化，從而導(dǎo)致電壓快速變化，并且電流發(fā)生很大的變化，使電流發(fā)生畸變。

3 結(jié) 論

本文討論了一種由高頻隔離反激變換器和低頻逆變?nèi)珮蚣壜?lián)而成的逆變器。該逆變器的前級采用電壓型控制方式，輸出近似于低頻饅頭波，再由后級逆變?nèi)珮蜻M(jìn)行工頻逆變，使負(fù)載端電壓為正弦波。該電路采用有源箝位電路使前級電路中開關(guān)管零電壓開通，并限制前級電路中開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的尖峰電壓。通過搭建100 W的逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證該方案的可行性。該逆變器主電路結(jié)構(gòu)簡單，成本低，控制方式容易實(shí)現(xiàn)，具有實(shí)現(xiàn)逆變器的模塊化和高頻化等特點(diǎn)，適用于負(fù)載為電阻負(fù)載的場合。

［1］ 孫孝峰，顧和榮，王立喬，鄔偉揚(yáng).高頻開關(guān)型逆變器及其并聯(lián)并網(wǎng)技術(shù)［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2011.

［2］ 周代文，侯振程.一種新型的不間斷電源電路的探討［J］.電力電子技術(shù)，1998，32（4）：49－50.

［3］ 熊雅紅，陳道煉.新穎的雙向功率流高頻環(huán)節(jié)DC／AC逆變器［J］.電力電子技術(shù)，2000，34（4）：10－12.

［4］ 張衛(wèi)平.開關(guān)變換器的建模與控制［M］.北京：中國電力出版社，2005.