李永波

(中國西南電子技術研究所，成都610036)

1 引言

無線電偵察系統(tǒng)的理想目標是:在沒有先驗信息的情況下，將所關心空域的無線電輻射信號進行無失真的全概率截獲。然而，在復雜電磁環(huán)境中，各種強弱信號可能同時存在，當偵察系統(tǒng)的動態(tài)范圍不足時，存在大信號壓制小信號，甚至大信號直接使得接收機阻塞的情況，這制約了偵察系統(tǒng)在復雜電磁環(huán)境下的適應能力。常用的解決途徑之一是在接收機前端盡量按頻率或方位稀釋信號，但這樣增加了設備的復雜性，同時也降低了截獲概率[1]。

對消技術是國外發(fā)展起來的一項抗干擾技術[2]，在傳統(tǒng)雷達接收機中用于抑制發(fā)射機強信號對本地接收機的干擾，通常采用開環(huán)方式只能抑制已知固定頻點的干擾源。此后發(fā)展了自適應旁瓣對消技術，其基本原理是通過附加的輔助通道，利用其與主通道接收干擾信號的相關性以及與有用信號的非相關性，通過一定的自適應算法產(chǎn)生一組權(quán)值，然后對輔助通道接收的信號進行加權(quán)求和，使得求和后得到的信號盡量接近主通道接收的干擾信號，并隨著干擾方向的變化自適應地調(diào)整權(quán)值，在干擾信號到達的方向上形成零陷，以實現(xiàn)對干擾的抑制。該方法需要增加輔助天線，這樣不僅增加了成本，而且當強、弱信號均只從主天線波束方向偵收到時，將無法通過輔助天線實現(xiàn)對消。文獻[3]提出了一種直接在寬帶射頻范圍內(nèi)進行對消的思路，但對接收機的噪聲系數(shù)較難控制，同時對ADC和DAC的模擬信號帶寬提出了較高要求。

針對戰(zhàn)場電磁環(huán)境的復雜性，對偵察接收機瞬時動態(tài)范圍要求越來越高，本文分析了影響偵察系統(tǒng)瞬時動態(tài)范圍的因素，提出了一種基于對消技術的瞬時大動態(tài)接收機思路。

2 影響瞬時動態(tài)范圍的因素

偵察系統(tǒng)的瞬時動態(tài)范圍是指系統(tǒng)可同時對同一帶內(nèi)的最強信號與最弱信號正確接收處理的強、弱信號幅度差范圍[4]。

影響偵察系統(tǒng)動態(tài)范圍的因素有接收機動態(tài)范圍和ADC采樣動態(tài)范圍，其中接收機的動態(tài)范圍由接收機的非線性特性決定，同時還受接收機本振相位噪聲的影響[5]。

接收機的非線性特性常用單音動態(tài)范圍或雙音無虛假動態(tài)范圍來衡量，單音動態(tài)范圍描述的是接收機不失真地處理單一輸入信號的能力，當要求接收機不失真地同時處理多個信號時，常用雙音無虛假動態(tài)范圍(SFDR，又稱瞬時動態(tài)范圍)，它描述了接收機在存在強信號的環(huán)境下對弱信號的偵收能力。其下限由接收機的靈敏度電平確定，上限由接收機中頻輸出端產(chǎn)生的三階交調(diào)寄生信號大于靈敏度電平檢測門限的輸入功率電平確定。

其中，OIP3為接收機的輸出三階截點，單位dBm;Pmin為接收機的靈敏度，單位dBm;G為接收機的增益，單位dB;NF為接收機的噪聲系數(shù)，單位dB;B為接收機的中頻輸出帶寬，單位Hz;SNR為中頻輸出信噪比，單位dB。

輸出三階截點反映接收機對輸入信號的非線性容忍程度，通常進入接收機后級的信號是經(jīng)過前面各級放大的，因此對后級電路的線性范圍要求更高，接收機的輸出三階截點也主要由后級電路的1 dB壓縮點決定。

由式(1)可知，為了滿足ADC的動態(tài)范圍，偵收系統(tǒng)的靈敏度越高，要求接收機的增益也越高，從而限制了接收機的動態(tài)范圍。由式(2)可知，在滿足中頻輸出信噪比一定的情況下，中頻輸出帶寬越寬，系統(tǒng)的靈敏度將越低;同時，由于接收機動態(tài)范圍不足而產(chǎn)生的非線性分量進入中頻帶寬內(nèi)的可能性也越大。因此，接收機的寬帶、高靈敏度與大動態(tài)范圍是相互制約的。擴大ADC動態(tài)范圍和接收機動態(tài)范圍是改善偵收系統(tǒng)瞬時動態(tài)范圍的兩種有效途徑。

理論上，ADC的動態(tài)范圍為6×N dB，N為ADC的量化位數(shù)[6]。如14位的ADC，其采樣理論動態(tài)范圍為84 dB，考慮到偵收系統(tǒng)的參數(shù)測量及解調(diào)信噪比要求，通常只用到60 dB。假設系統(tǒng)靈敏度為－130 dBm，接收機增益為70 dB，則要達到60 dB的瞬時動態(tài)范圍，OIP3必須達到30 dBm，這對接收機來說是比較高的。

如圖1所示，現(xiàn)有超外差接收機在大動態(tài)偵收環(huán)境中通常是在鏈路中加入可調(diào)衰減器，當偵收環(huán)境有強信號時調(diào)節(jié)衰減器，以此來確保接收后端不出現(xiàn)飽和，該方法雖然使得后端鏈路沒有出現(xiàn)非線性失真，然而可調(diào)衰減器對強信號衰減的同時對弱信號也進行了衰減，導致弱信號信噪比不足而無法滿足系統(tǒng)的偵收要求。因此，該方法只增加了偵收系統(tǒng)的適應動態(tài)范圍，但并未擴展偵收系統(tǒng)的瞬時動態(tài)范圍能力。

圖1 現(xiàn)有超外差接收機構(gòu)架Fig.1 Existing framework of superheterodyne receiver

本文基于對消的原理，提出了一種適用于寬帶偵收系統(tǒng)的自適應對消思路，在確保弱信號不壓縮的前提下，減小接收機的中頻輸出動態(tài)范圍，達到擴展偵收系統(tǒng)瞬時動態(tài)范圍的目的。

3 基于對消原理的瞬時大動態(tài)接收機

3.1 接收機架構(gòu)

接收機的非線性失真通常主要由后端鏈路產(chǎn)生，因此實施對消應盡量選擇在接收機的前端。如選擇直接在接收機前端實施純模擬對消，則較難在寬頻段范圍內(nèi)實現(xiàn)高精度的180°相移控制;而選擇在接收機前端實施數(shù)字對消，則較難選擇與之匹配的寬帶、高速率ADC。因此，本文選擇在接收機一中頻實施對消，即避免了在強信號導致的非線性嚴重失真之后，又確保了在固定的頻率和帶寬進行數(shù)字對消處理，對采樣ADC以及對消DAC的要求均相應降低。

該接收機的架構(gòu)如圖2所示，為便于描述，圖中省略了模擬濾波及放大等功能模塊。該方案的基本思路為:從同源信號中分離出強信號，通過自適應算法在一中頻實施對消，自適應信號處理在數(shù)字域內(nèi)進行，而功率抵消在模擬域內(nèi)進行。

圖2 基于對消的瞬時大動態(tài)接收機構(gòu)架Fig.2 Framework of instantaneous large dynamic receiver based on cancellation

偵收信號在一混頻后功分為主、輔兩個通道，接收信號y1由互不相關的弱信號x1和強信號x2組成。主通道信號在對消器后耦合一部分對消剩余信號e并經(jīng)過ADC2轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號;輔通道信號通過ADC1轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，其采樣動態(tài)范圍設計為確保偵收系統(tǒng)的上限強信號不飽和，而不考慮是否能真實采樣弱信號，采樣后的信號在數(shù)字域內(nèi)通過篩選分離出強信號x3，并由主通道對消后耦合的剩余信號進行自適應濾波控制，達到對主通道的強信號進行對消。假設對消比為20 dB，則系統(tǒng)的瞬時動態(tài)范圍將擴大至80 dB。

如圖所示，有

將上式進行平方:

于是可得

環(huán)路的自適應濾波過程就是調(diào)節(jié)環(huán)路參數(shù)，使得E[e2]最小的過程。上式中第一項為弱信號功率;由于弱信號與強信號不相關，因此第三項等于0。因此，要使得E[e2]最小，即要求上述第二項最小，即

當x3與x2幅度相等、相位相反時，E[e2]即為最小，剩余信號只有弱信號x1。

如果不對對消環(huán)路進行干預，理論上經(jīng)過多次迭代運算后主通道的強信號將會完全被對消，這不是設計的初衷。在電子偵察與反偵察中，敵方可能在強信號附近有意放置弱信號，且強、弱信號均有可能傳遞有用信息。因此，采取對ADC2采樣的耦合剩余信號進行門限檢測控制，當主通道對消后的通道總能量不會致使后端接收鏈路飽和，且經(jīng)對消后的強信號在中頻ADC的動態(tài)范圍內(nèi)時，則停止迭代運算并將現(xiàn)有的環(huán)路濾波權(quán)值保持，以確保強、弱信號均能不失真地進入數(shù)字信號處理部分。

3.2 強信號篩選分離

強信號的篩選分離采用如圖3所示方法，先用數(shù)字多相濾波器組將ADC1采樣的一中頻寬帶信號在數(shù)字域均勻分解成多個可以獨立處理的子頻帶[7]，然后對各子頻帶進行幅值比較并篩選出信號最強的子頻帶。采用多相濾波器結(jié)構(gòu)，濾波器在數(shù)字抽取之后，降低了后續(xù)信號處理的負擔，而且當M是2的冪次方時，DFT可以用FFT高效快速實現(xiàn)。

圖3 強信號篩選分離示意圖Fig.3 The demonstration diagram of separating strong signal

3.3 幅相調(diào)整

如圖4所示，篩選出的強信號與主通道對消后耦合的剩余信號進行自適應濾波權(quán)值計算，并通過在數(shù)字域中的正交矢量合成原理，將濾波器權(quán)值對篩選強信號的幅相控制轉(zhuǎn)化為對其兩路正交信號的幅度調(diào)整和反向調(diào)整，以達到與主通道強信號幅度相等、相位相反[8]。

圖4 正交信號控制示意圖Fig.4 The demonstration diagram of controlling orthogonal signal

3.4 對消比影響因素

在實際的系統(tǒng)環(huán)境下，很難實現(xiàn)將強信號完全對消。工程中常用對消比來評價系統(tǒng)的對消性能，它是指在對消器前、后強信號的功率之比。

在本系統(tǒng)中對消比由主輔通道對消信號的相關性、ADC1及ADC2的采樣量化精度、DAC數(shù)模變換精度、幅相調(diào)整精度等因素共同決定，主、輔通道強信號的相關性越強，即輔通道多相濾波器選擇性越強，ADC1及ADC2的采樣量化精度及DAC數(shù)模變換精度越高[9]，幅相調(diào)整精度越高，系統(tǒng)對消性能越好。

本接收機架構(gòu)中，ADC1及ADC2是對一中頻信號進行采樣，其中頻頻率及帶寬均為已知固定值，所以對2個ADC的帶寬及采樣率要求均相應降低。在電子偵察中強、弱信號均有可能是需要偵收的目標信號，該對消系統(tǒng)并不希望將強信號完全對消，而只需將兩者的動態(tài)差調(diào)整到中頻ADC的采樣動態(tài)范圍之內(nèi)即可。因此，該系統(tǒng)的優(yōu)點是并不追求非常高的對消比，這對整個對消系統(tǒng)的精度要求均相應降低。

4 仿真分析

如圖5所示，偵收環(huán)境在相距20 MHz范圍內(nèi)存在幅度為－50 dBm、－130 dBm的兩個強、弱單音信號。如果直接采用圖1所示傳統(tǒng)接收機架構(gòu)對其同時偵收，將導致接收機非線性失真甚至飽和，亦或?qū)е氯跣盘栯娖皆谥蓄lADC動態(tài)范圍之外。

圖5 偵收信號頻譜Fig.5 The frequency spectrum of reconnaissance signals

如圖6所示，當采用中頻對消環(huán)路對強信號進行對消且不實施門限控制的情況下，仿真理論上強信號可完全對消，同時對弱信號無影響。

圖6 無門限控制的對消效果Fig.6 The effect of cancellation without threshold control

圖7 所示為采用中頻對消環(huán)路對強信號進行對消且實施門限控制的偵收頻譜圖。從仿真結(jié)果可知，當強信號對消比達到20 dB時，剩余通道總能量不會使后端接收鏈路飽和，門限控制啟動并將對消環(huán)路參數(shù)保持，使得強、弱信號均在中頻ADC動態(tài)范圍之內(nèi)。由此將接收機的瞬時動態(tài)范圍由60 dB擴展至80 dB。

圖7 有門限控制的對消效果Fig.7 The effect of cancellation with threshold control

5 總結(jié)

全概率截獲是偵收系統(tǒng)所追求的理想目標之一，寬帶、高靈敏度和大動態(tài)范圍因此成為偵察接收機永恒不變的話題。本文提出了一種基于一中頻對消的超外差接收機思路，能在寬帶偵收系統(tǒng)中有效地擴大系統(tǒng)地瞬時動態(tài)范圍，提高系統(tǒng)在復雜電磁環(huán)境下的適應能力。然而本文僅仿真了單個窄帶強信號，未考慮寬帶強信號及多個強信號情況下的系統(tǒng)適應性。盡管如此，對消技術具有其不可取代的技術優(yōu)勢，在未來的偵收系統(tǒng)中必將具有廣闊的應用前景。

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