王全東，李方正，孟憲波

(裝甲兵工程學院控制工程系，北京100072)

在高頻應用場合，實際的電阻、電容、半導體器件甚至導線都并非理想器件，都含有豐富的雜散參數(shù)。分布雜散電感對功率器件的關斷特性有重要影響，特別是對大功率變流器，其開關過程的d i/d t非常大［1-5］。巨大的電流突變會在雜散電感上產生很高的電壓尖峰，給電源系統(tǒng)帶來嚴重的電磁干擾，甚至導致功率半導體器件的損壞，影響系統(tǒng)可靠性。

多電平逆變器與傳統(tǒng)的兩電平逆變器相比，在功率容量和器件耐壓上存在優(yōu)勢，但受半導體工藝水平的限制，IGBT器件的耐壓仍很有限。由于硬件設計時需考慮雜散電感會造成開關器件關斷電壓尖峰，因此IGBT的選取必須達到安全閾值，這使得IGBT有限的耐壓能力不能得到有效利用，從而導致逆變器成本的增加和電壓等級、功率容量的限制。直流母線采用疊層式設計可以直接減小系統(tǒng)中的雜散電感，為減小電壓尖峰提供了一個比較好的解決方法。

T型三電平拓撲是一種改進型的中點鉗位三電平電路，如圖1所示［6］，其具有結構簡單、器件少、損耗小、輸出電壓諧波小和功率損耗分布均衡等優(yōu)勢，在光伏、分布式發(fā)電以及交流調速領域具有廣闊的應用前景。開展雜散電感對T型逆變器開關器件關斷電壓影響的研究，對IGBT關斷電壓尖峰的抑制以及此類變換器的工程應用具有重要意義。

圖1 單相T型三電平拓撲

1 工作原理與雜散電感分布

假設圖1所示單相T型逆變器的負載為阻感負載，根據輸出電流的方向和開關管的工作情況，變換器共有6種工作模態(tài)，如圖2所示。

當開關管 S1、S4的驅動為正，S2、S3的驅動為負，并且變換器的輸出電流流向負載(定義為正方向)，此時S1導通，逆變器輸出電壓為(1/2)Vdc，使得S4承受反壓而不導通，盡管其驅動信號為正，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)1，如圖2(a)所示。

將S1的驅動由正變負，其余驅動信號不變，S1由導通變?yōu)榻刂?，由于驅動為正，S4導通以保持輸出電流持續(xù)流向負載，此時逆變器輸出電壓為0 V，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)3，如圖2(b)所示。

如果輸出電流方向保持不變，S2、S3的驅動為正，S1、S4的驅動為負，電流通過S2的反并聯(lián)二極管D2續(xù)流，此時逆變器輸出電壓為-(1/2)Vdc，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)5，如圖2(c)所示。

如果輸出電流的方向為負，在不同的驅動信號組合下，逆變器可以工作在模態(tài)2、4、6，其分析過程與模態(tài)1、3、5 類似。

本文實驗樣機采用富士公司新推出的逆阻型IGBT功率模塊4MBI300VG-120R-50，其內部集成了1 200 V/300 A的IGBT和600 V/300 A的RBIGBT各2個，一個模塊即可作為單相的T型逆變器，其等效電路及封裝如圖3所示。

圖2 各模態(tài)等效電路圖

圖3 模塊內部結構及封裝

變換器在不同工作模態(tài)間切換的暫態(tài)過程中，存在Ⅰ、Ⅱ兩條換流回路，樣機中主電路(不含負載)雜散電感分布如圖4所示，主要包括電容組母線雜散電感、功率模塊母線雜散電感、銜接母線雜散電感、電解電容引線雜散電感以及功率模塊內部的雜散電感。

圖4 主電路雜散電感分布

2 雜散參數(shù)對開關耐壓的影響

為了研究各類型雜散電感參數(shù)對開關器件耐壓的影響，采用PSIM軟件搭建了包含雜散參數(shù)的仿真模型，其主要仿真參數(shù)設置如表1所示。

表1 主要仿真參數(shù)

理論上，S1、S2承受的最高電壓為 Vdc，而 S3、S4承受的最高電壓為(1/2)Vdc，即S1、S2關斷時的電壓環(huán)境更惡劣，因此本文重點研究雜散電感參數(shù)對S1端電壓VCE1的影響。

2．1 電容組母線雜散電感

不考慮雜散參數(shù)時，VCE1的仿真波形如圖5所示，可以看出:仿真波形中沒有諧振及電壓尖峰。

圖5 不考慮雜散參數(shù)時V CE1仿真波形

僅考慮電容組母線雜散電感(取為10 nH)時，VCE1的仿真波形如圖6所示。

圖6 僅考慮電容組母線雜散電感時V CE1仿真波形

電容組母線雜散電感逐步減小時，VCE1的FFT分析結果如圖7所示。

由以上仿真結果可知:電容組母線雜散電感在開關管關斷時，會和電解電容發(fā)生諧振，導致開關器件承受的高電平有波動，當雜散電感為100 nH時，諧振電壓的峰值已接近基波電壓，波形畸變嚴重。由FFT分析可知:隨著電容組母線雜散電感的減小，諧振的頻率逐步增加，而諧振峰值逐步減小;當雜散電感減小到足夠小時，諧振消失或可忽略。

2．2 銜接母線、功率模塊母線及模塊內部雜散電感

由于銜接母線、功率模塊母線及模塊內部雜散電感的分布位置相同，其對開關器件端電壓的影響一致，因此將銜接母線雜散電感納入功率模塊母線合并分析。

功率模塊母線雜散電感根據非疊層母線的仿真結果取為50 nH，模塊內部雜散電感根據芯片手冊設定。功率模塊母線雜散電感分別取為50、5、0 nH時的VCE1仿真波形如圖8所示。由圖8可知:在功率模塊母線雜散電感由50 nH減小為5 nH時，換流回路總的雜散電感減小顯著，電壓尖峰明顯減弱;而由5 nH變?yōu)? nH時，模塊內部的雜散電感占換流回路雜散電感的主體，功率模塊母線雜散電感的減小對電壓尖峰的減小作用已不顯著;而當模塊內部雜散電感也降為0 nH時，電壓尖峰消失。

由上述仿真結果可知:功率模塊母線及模塊內部雜散電感是開關器件電壓尖峰的主要影響因素。其原因在于:開關器件的突然通斷導致?lián)Q流回路電流突變，作用于上述換流回路中的雜散電感，引起其電壓的突變，從而導致開關器件的電壓尖峰。

2．3 電容引線雜散電感

圖7 不同電容組母線雜散電感時V CE1的FFT分析

圖8 不同功率模塊母線雜散電感時的V CE1仿真波形

電容引線雜散電感為10 nH時VCE1仿真波形如圖9(a)所示，并聯(lián)0．1μF高頻電容后的仿真波形如圖9(b)所示。

圖9 含電容引線雜散電感時的V CE1仿真波形

由圖9可見:電解電容的引線雜散電感會導致開關器件的電壓尖峰;但由于引線雜散電感不會很大，其對電壓尖峰的影響不如功率模塊母線及模塊內部的雜散電感，通過在大容量的電解電容間并聯(lián)高頻無感電容可有效解決此類問題。

3 疊層母線設計

在中、小功率場合，可以通過施加RC吸收回路來抑制開關管電壓尖峰，但在大功率應用場合，則需較大容量的高頻吸收電容和吸收電阻，這無疑增加了系統(tǒng)的成本和損耗。而直流母線采用疊層式設計可直接減小系統(tǒng)中的雜散電感，為減小電壓尖峰提供了一個比較好的解決方案［7-10］。

根據逆變器雜散電感的分布情況，對其疊層母線進行了分組設計，分別連接功率模塊和直流母線電容組，如圖10所示。

圖10 疊層母線結構

在逆變器直流輸入端，大容量的電解電容串并聯(lián)產生許多雜散電感。為消除其影響，在電解電容母線間加入高頻電容Cm，它們既可以在IGBT開斷時吸收電容連接電感造成的尖峰，也可以替電解電容分擔更多的高頻電流。

另外，分組疊層設計會在2組母線連接處引入附加的連接電感Lcon，在模塊母線的A、O、B輸入端和功率模塊間還有少量的連接電感Lsc，它們也會增加開關關斷過沖。因此，在母線接口處及靠近功率模塊側還安裝了吸收電容Ccon和Cs，以使連接電感Lcon和Lsc上的能量被電容吸收。這樣既解決了系統(tǒng)中雜散電感能量吸收和高頻電流在不同電解電容間的分配不均問題，也減小了換流回路I和II的回路面積。

根據逆變器直流母線電容組和功率模塊的實際結構，采用電磁場仿真軟件設計了功率模塊母線和電容組疊層母線，如圖11所示，各模塊母線電感、電容雜散參數(shù)的仿真結果分別如表2、3所示。

未經疊層設計的功率模塊母線(銅排)及其雜散參數(shù)的仿真結果分別如圖12和表4所示，可以看出:其雜散電感要遠大于經過疊層設計的母線雜散電感。

圖11 功率模塊和電容組疊層母線

表2 模塊母線回路雜散電感仿真值

表3 電容組母線雜散電感仿真值

圖12 非疊層功率模塊母線

表4 非疊層功率模塊母線回路雜散電感仿真值

根據仿真結果并結合模塊數(shù)據手冊，可得采用疊層母線時換流回路Ⅰ、Ⅱ的雜散電感:

式中:LⅠ1、LⅡ1分別為功率模塊母線回路Ⅰ、Ⅱ雜散電感(nH);LⅠ2、LⅡ2分別為功率模塊內部回路Ⅰ、Ⅱ雜散電感(nH)。

同理可得采用非疊層母線時換流回路Ⅰ、Ⅱ的雜散電感:

由此可見:通過母線的疊層設計，使得換流回路I、Ⅱ的雜散電感減小了一半以上，從而可以有效地減小換流時雜散電感造成的電壓尖峰。

為了解決分組設計帶來的母線接口處絕緣和連接電感偏大的問題，對母線的接口處進行了一體化的優(yōu)化設計，最終的母線設計效果及實物如圖13所示。

圖13 疊層母線最終設計效果及實物圖

4 試驗結果

為了驗證上述理論和仿真分析結果，分別搭建了采用非疊層母線和疊層母線設計的T型逆變器試驗樣機，如圖14所示。

圖14 10 kVA T型逆變器試驗樣機

采用非疊層母線試驗樣機的輸出電壓Vo及開關管S1、S2的端電壓VCE1、VCE2波形如圖15所示，可以看出VCE1、VCE2有較大的電壓尖峰，這是開關管關斷時形成的換流回路作用于回路雜散電感的結果，S1關斷瞬間的端電壓波形如圖16所示，可知電壓尖峰 ΔV1≈(1/4)VCE1。

圖15 非疊層母線試驗樣機V o及V CE1、V CE2波形

圖16 非疊層樣機S1關斷瞬間V CE1波形

圖17 疊層樣機S1關斷瞬間V CE1波形

采用疊層母線時試驗樣機S1關斷瞬間VCE1波形如圖17所示，可知開關管關斷電壓尖峰ΔV2≈(1/8)VCE1≈(1/2)ΔV1。而 VL=L·d i/d t，即電感電壓與電感成正比，在回路電流相同的情況下，回路電感的減半使得開關管電壓尖峰減半，這與之前的回路電感仿真計算結果是吻合的。說明通過母線的疊層設計減小了T型逆變器換流回路的雜散電感，使得開關管關斷電壓尖峰得到了有效抑制。這不僅減小了開關管的電壓應力，降低了變換器的開關器件成本，而且還有利于減小逆變器的傳導EMI，使其具有較好的電磁兼容性。

5 結論

T型逆變器內復雜的分布雜散電感對逆變器開關管端電壓VCE的影響不盡相同:電容組母線雜散電感會引發(fā)VCE高電平時的諧振;功率模塊母線、模塊內部及電解電容引線雜散電感主要導致VCE關斷時的電壓尖峰。疊層母線設計可有效地減小母線雜散電感，本文對基于RB-IGBT的T型逆變器疊層母線進行了仿真及實物設計，搭建了采用非疊層母線和疊層母線設計的試驗樣機，對比試驗結果表明:所設計的疊層母線可以顯著減小T型逆變器換流回路的雜散電感，有效地抑制了開關管關斷電壓尖峰，驗證了仿真及分析結果的正確性。T型逆變器的母線經過疊層設計可有效地減小開關器件電壓應力和系統(tǒng)的傳導EMI，有利于降低器件成本和提高系統(tǒng)的可靠性。

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